CN102201739B - 一种对称半桥llc谐振式双向直流-直流变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了属于电力电子应用技术领域的一种对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器。它的两侧拓扑结构对称，所使用的元件采用复合功能设计。当高频变压器一侧的开关网络、谐振网络起作用时，另一侧的开关网络、谐振网络自动演化为整流器-负载网络，两侧网络一同构成完整的LLC谐振变换器，实现该方向的功率变换；由于结构完全对称，逆向也成立，当进行逆向变换时，拓扑结构将自动重构，组成逆向LLC谐振变换器，实现逆向的功率变换。本发明有效提高变换器的变换效率、功率密度以及动态性能，降低器件工作的电气应力，减小变换器的体积和重量，改善变换器的电磁兼容性，实现高效、隔离、双向DC/DC功率变换。

Description

一种对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器

技术领域

本发明属电力电子应用技术领域，特别涉及一种对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器。

背景技术

双向直流-直流变换器是指在维持变换器两侧的直流电压极性不变的情况下，能够根据需要改变能量传输方向的直流-直流变换器。与采用两套单向的直流-直流变换器来达到能量双向传输的方案相比，双向直流-直流变换器由同一个变换器实现能量的双向传输，使用的总体器件数目少，可以更加快速地进行两个方向功率变换的切换，同时具有效率高、体积小、动态性能好、成本低等优势。面对全球环境急剧变化、能源紧张和节能减排压力的不断上升，双向直流-直流变换器的需求日益增多。双向直流-直流变换器在航天航空电源、分布式电源、电动汽车车载电源、不间断电源(UPS)、蓄电池储能充放电系统以及移动发电系统等领域有着广阔的应用前景。

隔离式双向直流变换器主要应用于需要电气隔离的特殊场合，根据其形式的不同可以划分为正激、反激、推挽和桥式等拓扑结构。对称反激式变换器因其结构最简单，低成本，以及良好的瞬态响应等优点，非常适合于小功率应用场合；推挽式变换器结构简单，但开关管需承受两倍的输入电压，另外还要加上由于高频变压器漏感引起的脉冲电压峰值，故只适合于变换器工作电压比较低的场合；桥式双向直流-直流变换器可以实现所需的大变比，且能满足不同功率等级的应用需求，因而，适合在中、大功率的场合应用。

在传统PWM控制方式下，双向直流-直流变换器的开关器件工作在硬开关状态。即当开关器件开通时，开关器件的电压不是阶跃变化，而是有一个下降过程，同时流过器件的电流也不是立即上升到负载电流，也有一个上升过程。在这段时间里，电流和电压有一个交叠区，产生开通损耗。当开关器件关断时，同样电流和电压也会有一个交叠区，产生关断损耗。在一定条件下，开关器件在每个开关周期中的开关损耗是恒定的。变换器总的开关损耗与开关频率成正比，开关频率越高，总的开关损耗越大，变换器的效率就越低，因此，开关损耗的存在限制了变换器功率密度的提高，同时也限制了变换器的小型化和轻量化。

改进双向直流-直流变换器有助于降低开关器件的电压、电流应力，使开关器件工作于软开关状态，从而减小开关损耗，提高变换器的工作效率，为变换器的高频化提供了可能性，有利于进一步缩小变换器的体积和重量，提高变换器的功率密度和动态性能，同时改善变换器的电磁兼容性。近年来，针对隔离式软开关双向直流-直流变换器的研究愈来愈受到人们的关注和重视，出现了几类典型的隔离式软开关双向直流-直流变换器：

1)有源缓冲器(Active Snubber)类双向直流-直流变换器。此类变换器通过加入一些有源缓冲器来达到零电压转换(ZVT)或零电流转换(ZCT)，它们的共同点是变换器基本保持一般的PWM方式工作，额外引入的辅助有源开关和辅助谐振网络，只在主开关管开通或关断之前一小段时间工作，使得主开关管工作于软开关状态，器件的电压应力较小。这类变换器的缺点是所需辅助开关管数目与主开关管数目一样多，而且往往辅助管工作为硬开关或软开关的条件不理想。

2)有源钳位(Active Clamp)类双向直流-直流变换器。有源钳位技术近十年来在单向直流-直流变换器中得到了广泛的应用，通过加入有源钳位支路能有效地将主开关管关断后的电压钳位，去除了电压过冲和振荡，减小了器件的电压应力，而且在一定条件下也可实现软开关。但有源钳位技术用于双向直流-直流变换器时，在能量传输方向改变之后，那些曾为实现软开关的谐振时序通常会改变，这样不但难以实现变换器的软开关工作，甚至还可能增加开关应力和损耗。

3)PWM(Pluse Width Modulation)零电压开关(ZVS)桥式双向直流-直流变换器。该类变换器隔离高频变压器的两侧各有一个全桥式变换单元，变换器单元内部上桥臂开关器件180°互补工作，下桥臂开关器件按PWM规律互补工作；恒频控制，并通过改变变换单元下桥臂开关器件的脉宽(PWM)来控制输入、输出之间的能量流。与单向零电压开关PWM桥式直流-直流变换器类似，利用储能电感或隔离高频变压器漏感中储备的能量来实现桥臂的零电压开关，不足之处是变换器存在较大内部循环能量，影响变换器能量变换效率的提高，尤其是在轻载时变换器难以实现软开关工作。

4)移相PWM(Phase Shift PWM)零电压开关(ZVS)桥式双向直流-直流变换器。该类变换器的隔离高频变压器两侧各有一个全桥式变换单元，变换器单元内部上、下桥臂开关器件180°互补工作(适当考虑延时开通时间)，通过改变两变换单元之间的驱动相角差来控制输入、输出之间的能量流动。桥式双向DC-DC变换器较容易通过相移控制实现软开关，优点是控制简单，恒频控制，而且一般不用增加辅助器件即可实现软开关，变换器中器件的电压电流应力较小，较适于高压场合，同单向DC-DC桥式变换器类似，利用储能电感或隔离高频变压器漏感中储备的能量来实现桥臂的零电压开关，同样不足之处也是变换器存在较大内部循环能量，轻载时不能实现软开关工作。

5)准谐振(Qasi-Resonant)、谐振(Resonant)类双向直流-直流变换器。在原理上最简单、最普遍的谐振变换器是LC串联谐振变换器，谐振电感和谐振电容是串联的，它们构成谐振网络，整流器-负载网络与谐振网络串联，在该电路结构中，谐振网络和负载构成一个分压器，如果改变开关管的工作频率(PFM)，那么谐振回路的阻抗也将改变，从而负载上的电压也改变。谐振的应用消除了变换器工作中开关器件开关过程的电压和电流二者交叠现象，降低了开关器件的开关损耗，但该变换器需要变频工作，使得变换器的滤波器及闭环控制器的优化设计困难，另外，变换器中存在电压、电流应力大等缺陷。目前多数谐振类直流-直流变换器主要应用于中小功率场合。

发明内容

本发明的目的是公开一种对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器。其具体技术方案如下：

所述变换器的功率变送分为正向功率变送和逆向功率变送，变换器由开关网络、谐振网络与整流器-负载网络串联构成，以T高频变压器为中心，其左侧电路与右侧电路结构对称。

所述变换器进行正向功率变送时，开关网络的连接关系如下：反并联VD₁₁快恢复二极管的V₁₁开关管与反并联VD₁₂快恢复二极管的V₁₂开关管串联，然后与U_dc1电压源以及C₁₀滤波电容并联。

所述变换器进行正向功率变送时，谐振网络的连接关系如下：VD₁₃二极管串联VD₁₄二极管，VD₁₅二极管串联VD₁₆二极管，C₁₁分体谐振电容串联C₁₂分体谐振电容，上述三者并联形成回路，L₁₁谐振电感的一端接VD₁₅二极管、VD₁₆二极管、C₁₁分体谐振电容和C₁₂分体谐振电容的公共节点，其另一端接VD₁₃二极管、VD₁₄二极管和L_m原边激磁电感的公共节点；L_m原边激磁电感连接V₁₁开关管和V₁₂开关管的公共节点。

所述变换器进行正向功率变送时，整流器-负载网络的连接关系如下：VD₂₁二极管、VD₂₂二极管，VD₂₃二极管和VD₂₄二极管组成单相全桥整流器回路，然后与U_dc2电压源以及C₂₀滤波电容并联。

所述变换器进行正向功率变送时，VD₁₃二极管和VD₁₄二极管串联为L₁₁谐振电感提供过电压保护；VD₂₃二极管和VD₂₄二极管为单相全桥整流器的一条整流臂，并隔离L₂₁谐振电感；

所述变换器进行逆向功率变送时，VD₂₃二极管和VD₂₄二极管串联为L₂₁谐振电感提供过电压保护；VD₁₃二极管和VD₁₄二极管为单相全桥整流器的一条整流臂，并隔离L₁₁谐振电感。

所述变换器进行正向功率变送时，VD₁₅二极管和VD₁₆二极管串联为C₁₁分体谐振电容和C₁₂分体谐振电容提供过电压保护；VD₂₅二极管和VD₂₆二极管抑制单相全桥整流器回路出现的LC谐振；

所述变换器进行逆向功率变送时，VD₂₅二极管和VD₂₆二极管串联为C₂₁分体谐振电容和C₂₂分体谐振电容提供过电压保护；VD₂₅二极管和VD₂₆二极管抑制单相全桥整流器回路出现的LC谐振。

所述C₁₁分体谐振电容与C₁₂分体谐振电容串联构成分体谐振电容拓补结构，C₁₁分体谐振电容与C₁₂分体谐振电容的均方根电流为单个谐振电容的一半，其电容量为单个谐振电容的一半；

所述C₂₁分体谐振电容与C₂₂分体谐振电容串联构成分体谐振电容拓补结构，C₂₁分体谐振电容与C₂₂分体谐振电容的均方根电流为单个谐振电容的一半，其电容量为单个谐振电容的一半。

本发明的有益效果包括：在空载至满载全范围内实现零电压开关工作模态，有效降低开关损耗，减缓开关的暂态过电压和暂态过电流，避免了采用ZVS桥式移相PWM变换方式或ZVS桥式PWM变换方式常常出现的滞后臂难以实现软开关工作的难题；采用电气对称拓扑结构、元件复合功能设计，降低电气应力，提高变换器的变换效率、功率密度以及动态性能，减小变换器的体积和重量，改善变换器的电磁兼容性，实现了高效、隔离、双向DC/DC功率变换。

附图说明

图1为本发明电气对称拓扑结构；

图2a为本发明进行正向功率变送时的基本电路；

图2b为本发明进行正向功率变送时等效LLC谐振原理电路；

图2c为本发明进行正向功率变送且重载时等效LLC谐振原理电路；

图2d为本发明进行正向功率变送且空载时等效LLC谐振原理电路；

图3a为本发明进行正向功率变送且f_s＝f_r1时的工作波形；

图3b为本发明进行正向功率变送且f_r2＜f_s＜f_r1时的工作波形；

图3c为本发明进行正向功率变送且f_s＞f_r1时的工作波形；

图4本发明增益与频率的关系曲线；

图5本发明闭环调节原理框图。

具体实施方式

本发明提出一种LLC谐振式双向直流-直流变换器的对称拓扑结构及其控制方法。下面结合附图对本发明予以说明。

如图1所示，所述变换器的功率变送分为正向功率变送和逆向功率变送，变换器的正向功率变送是功率从端口1-1′向端口2-2′方向的变送，变换器的逆向功率变送是功率从端口2-2′向端口1-1′方向的变送，变换器由开关网络、谐振网络与整流器-负载网络串联构成，以T高频变压器为中心，其左侧电路与右侧电路结构对称。

所述变换器进行正向功率变送时，开关网络的连接关系如下：反并联VD₁₁快恢复二极管的V₁₁开关管与反并联VD₁₂快恢复二极管的V₁₂开关管串联，然后与U_dc1电压源以及C₁₀滤波电容并联。

所述变换器进行正向功率变送时，谐振网络的连接关系如下：VD₁₃二极管串联VD₁₄二极管，VD₁₅二极管串联VD₁₆二极管，C₁₁分体谐振电容串联C₁₂分体谐振电容，上述三者并联形成回路，L₁₁谐振电感的一端接VD₁₅二极管、VD₁₆二极管、C₁₁分体谐振电容和C₁₂分体谐振电容的公共节点，其另一端接VD₁₃二极管、VD₁₄二极管和L_m原边激磁电感的公共节点；L_m原边激磁电感连接V₁₁开关管和V₁₂开关管的公共节点。

所述变换器进行正向功率变送时，整流器-负载网络的连接关系如下：VD₂₁二极管、VD₂₂二极管，VD₂₃二极管和VD₂₄二极管组成单相全桥整流器回路，然后与U_dc2电压源以及C₂₀滤波电容并联。

当高频变压器一侧的开关网络、谐振网络起作用时，另一侧的开关网络、谐振网络自动演化为整流器-负载网络，两侧网络一同构成完整的LLC谐振变换器，实现该方向的功率变换；由于结构完全对称，逆向也成立，当进行逆向变换时，拓扑结构将自动重构，组成逆向LLC谐振变换器，实现逆向的功率变换。

所述变换器进行正向功率变送时，VD₁₃二极管和VD₁₄二极管串联为L₁₁谐振电感提供过电压保护；VD₂₃二极管和VD₂₄二极管为单相全桥整流器的一条整流臂，并隔离L₂₁谐振电感；

所述变换器进行逆向功率变送时，VD₂₃二极管和VD₂₄二极管串联为L₂₁谐振电感提供过电压保护；VD₁₃二极管和VD₁₄二极管为单相全桥整流器的一条整流臂，并隔离L₁₁谐振电感。

总体来说，在高频变压器的一侧，二极管可以作为谐振网络中谐振电感的简单、廉价的过电压保护；而同时在另一侧，对称位置的二极管自动转换为单相全桥整流器的一条整流臂，并将同侧此时不用的谐振电感从主电路上分离出去，避免在输出侧回路产生大的内阻抗压降，从而，相关的二极管具有钳位保护、整流以及自动分离输出回路内阻抗等复合功能作用。

所述变换器进行正向功率变送时，VD₁₅二极管和VD₁₆二极管串联为C₁₁分体谐振电容和C₁₂分体谐振电容提供过电压保护；VD₂₅二极管和VD₂₆二极管抑制单相全桥整流器回路出现的LC谐振；

所述变换器进行逆向功率变送时，VD₂₅二极管和VD₂₆二极管串联为C₂₁分体谐振电容和C₂₂分体谐振电容提供过电压保护；VD₂₅二极管和VD₂₆二极管抑制单相全桥整流器回路出现的LC谐振。

总体来说，在高频变压器一侧，二极管可以作为谐振网络中谐振电容的简单、廉价的过电压保护；而同时在另一侧侧，对称位置的二极管可以有效地抑制输出整流回路可能出现的LC谐振，因此，相关的二极管起到了谐振电压钳位保护和整流电路抑制谐振的复合功能作用。

所述C₁₁分体谐振电容与C₁₂分体谐振电容串联构成分体谐振电容拓补结构，C₁₁分体谐振电容与C₁₂分体谐振电容的均方根电流为单个谐振电容的一半，其电容量为单个谐振电容的一半；

所述C₂₁分体谐振电容与C₂₂分体谐振电容串联构成分体谐振电容拓补结构，C₂₁分体谐振电容与C₂₂分体谐振电容的均方根电流为单个谐振电容的一半，其电容量为单个谐振电容的一半。

图2a所示为本发明进行正向变送时的基本电路，此时，T高频变压器等效为L_m原边激磁电感与理想高频变压器的并联，它由开关网络、谐振网络以及整流器-负载网络串联组成。

开关网络的连接关系如下：反并联VD₁₁快恢复二极管的V₁₁开关管与反并联VD₁₂快恢复二极管的V₁₂开关管串联，然后与U_dc1电压源以及C₁₀滤波电容并联。

谐振网络的连接关系如下：C₁₁分体谐振电容串联C₁₂分体谐振电容，L₁₁谐振电感的一端接C₁₁分体谐振电容和C₁₂分体谐振电容的公共节点，其另一端接L_m原边激磁电感；L_m原边激磁电感连接V₁₁开关管和V₁₂开关管的公共节点，L_m原边激磁电感与理想变压器并联。谐振网络主要相当于一个分压器，其阻抗随工作频率的变化而变化。

在T高频变压器副边，整流器-负载网络的连接关系如下：VD₂₁二极管与VD₂₂二极管与串联构成一条整流臂，在两者中间连接高频变压器副边绕组的一端；VD₂₃二极管与VD₂₄二极管串联构成另一条整流臂，在两者中间连接高频变压器副边绕组的另一端；两条整流臂共阴极、共阳极连接，再与C₂₀滤波电容、R_dc直流负载并联。

依据理想高频变压器阻抗变换原理，T高频变压器的原边一端口可等效为L_m原边激磁电感与R_ac负载等效变换电阻的并联一端口，从而得到等效LLC谐振原理电路，如图2b所示。

当变换器工作在重载(即R_ac很小)的情况下的时候，L_m原边激磁电感与R_ac负载变换电阻的并联一端口可用R_ac负载变换电阻等效，等效的串联谐振回路由L₁₁谐振电感(或漏感)、C₀谐振电容和R_ac负载等效变换电阻构成，如图2c所示，重载时谐振频率：

$f_{r1}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_1\·C_0}}---\left(1\right)$

式(1)中，L₁为L₁₁谐振电感的电感值，C₀为C₁₁分体谐振电容(C₁₁＝C₁₂)电容值的2倍。当LLC谐振变换器工作在空载(即R_ac趋向∞)的时候，L_m激磁电感与R_ac负载变换电阻的并联一端口可用L_m原边激磁电感等效，串联谐振回路由谐振电感(或漏感)、激磁电感以及谐振电容构成，如图2d所示，空载时谐振频率：

$f_{r2}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{(L_1+L_2)\·C_0}}---\left(2\right)$

式(2)中，L₁为L₁₁谐振电感的电感值，L₂为L_m原边激磁电感的电感值，C₀为C₁₁分体谐振电容(C₁₁＝C₁₂)电容值的2倍。由式(1)和(2)可以看到，空载时的谐振频率要低于带载时的谐振频率，从其本质上看，LLC谐振电路实际上就是有两个谐振点的串联谐振电路。对于谐振电路而言，要使其呈现感性状态，必须使外加激励的频率高于谐振频率，即最小开关频率不能低于f_r2。

从开关频率与谐振频率的关系来看，变换器的工作模式分为f_s＝f_r1，f_r2＜f_s＜f_r1，f_s＞f_r1三种情形。如图3a-3c所示，其中，i_p为原边电流，i_m为激磁环路电流，i_v11，i_v12分别为V₁₁开关管和V₁₂开关管的工作电流，i_D为经过全桥整流器整流后电流，V_d为谐振电路的输入电压，如图2b所示，V_in为U_dc1电压源两端的电压，V_Gs1、，V_Gs2分别为V₁₁开关管和V₁₂开关管的控制电压。

变换器进行正向功率变送时，V₁₁开关管和V₁₂开关管互补导通，对于变换器而言，通常让开关管在导通前，电流从开关管的反并联二极管或体内二极管流过，开关管(例如MOS管的漏源极)两端的电压被箝位在0V(忽略二极管压降)，此时开通开关管，可以实现零电压开通，在关断前，由于开关管(例如MOS管的漏源极)的寄生电容电压为0V且不能突变，因此开关管的关断近似于零电压关断。

如图3a所示为本发明进行正向功率变送且f_s＝f_r1时的工作波形，此时变换器工作在完全谐振状态，原边电流i_p波形为正弦波，当V₁₁开关管的控制电压V_Gs1由定值电压突变为零时，V₁₁开关管关断，当V₁₂开关管的控制电压V_Gs2由定值电压突变为零时，V₁₂开关管关断，经过全桥整流器整流后电流i_D在上述两个时刻都接近于零，从而二极管VD₂₁-VD₂₄实现了零电流自然关断，由i_D的波形可以看出，二极管VD₂₁-VD₂₄工作在电流连续状态。

从图3b所示为本发明进行正向功率变送且f_r2＜f_s＜f_r1时的工作波形，原边电流i_p波形为准正弦波，当V₁₁开关管的控制电压V_Gs1由定值电压突变为零时，V₁₁开关管关断，当V₁₂开关管的控制电压V_Gs2由定值电压突变为零时，V₁₂开关管关断，经过全桥整流器整流后电流i_D在上述两个时刻都接近于零，从而二极管VD₂₁-VD₂₄实现了零电流自然关断，由i_D的波形可以看出，二极管VD₂₁-VD₂₄工作在电流连续状态。此时，与f_s＝f_r1时相比，并且由激磁环路电流i_m的波形可以看出，当工作频率f_s偏离谐振频率f_r1并下降时，激磁环路电流i_m相对增加。

从图3c所示为本发明进行正向功率变送且f_s＞f_r1时的工作波形，原边电流波形i_p为准正弦波，当V₁₁开关管的控制电压V_Gs1由定值电压突变为零时，V₁₁开关管关断，当V₁₂开关管的控制电压V_Gs2由定值电压突变为零时，V₁₂开关管关断，经过全桥整流器整流后电流i_D在上述两个时刻并不接近于零，从而二极管VD₂₁-VD₂₄不能实现零电流自然关断，此时，与f_r2＜f_s＜f_r1时相比，并且由激磁环路电流i_m的波形可以看出，激磁环路电流i_m相对较小。

总结上述三种典型情况可得出如下结论：(1)在f_s＞f_r2频率区域工作时，谐振电路呈现感性特征，即开关管的电流滞后于电压，可实现零电压开关；(2)f_r2＜f_s＜f_r1工作频率区域适合LLC谐振变换器输出较高电压的应用场合，因为在这类应用场合中，二极管VD₂₁-VD₂₄的反向恢复损耗相当大，不容忽视；(3)f_s＞f_r1工作频率区域适合LLC谐振变换器输出低电压的应用场合，因为在这类应用场合中，二极管VD₂₁-VD₂₄采用肖特基二极管，此时反向恢复问题已无关重要。

如图4所示为对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器的电压增益M(M＝2n*V₀/V_in)与开关频率f_s的关系曲线，在零电压开通区域，电压增益与开关频率成反比，因此，通过调制开关频率可以调节变换器输出电压。控制器以50％的占空比交替为两个开关管提供控制信号，并随负载变化改变工作频率，调节输出电压(或电流)，这被称为脉冲频率调制(PFM)。设计时，依据电压增益M与开关频率f_s的关系曲线选取合适的电压增益范围，综合考虑负载额定电压的高低，以及f_r1、f_r2两个谐振点的频率值，确定开关工作频率的范围，即工作频率的最大值f_max与最小值f_min；为了防止在启动阶段，冲击电流过大，输出电压过冲，需要逐步增加该谐振变换器的电压增益，鉴于谐振变换器的电压增益与开关频率成反比，为实现软启动，应当从初始高频(f_ISS)向下扫描开关频率，直至输出电压建立为止。

变换器闭环调节的原理框图如图5所示，其中：V_in是功率变换器输入电压，V_o是功率变换器输出电压，是输出给定电压，是反馈电压，1/k是电压反馈系数。

变换器闭环调节过程如下：先预设给定输出电压功率变换器实际输出电压V_o乘以反馈系数1/k得反馈电压由反馈电压与给定输出电压得偏差值经PI调节器进行比例-积分后产生控制电压v_c(t)，再经VFC变换器进行电压频率变换后得到开关控制频率f_s信号，从而通过改变开关频率控制变换器的电压增益M。当反馈电压较给定输出电压高时，偏差值为正，控制电压v_c(t)将增加，对应开关控制频率f_s增加，电压增益M减小，使功率变换器输出电压降低；反之，当反馈电压较给定输出电压低时，偏差值为负，控制电压v_c(t)将减小，对应开关控制频率f_s降低，电压增益M增大，使功率变换器输出电压升高；从而，实现变换器闭环调节。

Claims (2)

1.一种对称半桥LLC谐振式双向直流－直流变换器，其特征在于，所述变换器的功率变送分为正向功率变送和逆向功率变送，变换器由开关网络、谐振网络与整流器-负载网络串联构成，以T高频变压器为中心，其左侧电路与右侧电路结构对称；

所述变换器进行正向功率变送时，开关网络的连接关系如下：反并联VD₁₁快恢复二极管的V₁₁开关管与反并联VD₁₂快恢复二极管的V₁₂开关管串联，然后与U_dc1电压源以及C₁₀滤波电容并联；

所述变换器进行正向功率变送时，谐振网络的连接关系如下：VD₁₃二极管串联VD₁₄二极管，VD₁₅二极管串联VD₁₆二极管，C₁₁分体谐振电容串联C₁₂分体谐振电容，上述三者并联形成回路，L₁₁谐振电感的一端接VD₁₅二极管、VD₁₆二极管、C₁₁分体谐振电容和C₁₂分体谐振电容的公共节点，其另一端接VD₁₃二极管、VD₁₄二极管和L_m原边激磁电感的公共节点；L_m原边激磁电感连接V₁₁开关管和V₁₂开关管的公共节点；

所述变换器进行正向功率变送时，整流器-负载网络的连接关系如下：VD₂₁二极管、VD₂₂二极管，VD₂₃二极管和VD₂₄二极管组成单相全桥整流器回路，然后与U_dc2电压源以及C₂₀滤波电容并联；

所述变换器进行正向功率变送时，VD₁₃二极管和VD₁₄二极管串联为L₁₁谐振电感提供过电压保护；VD₂₃二极管和VD₂₄二极管为单相全桥整流器的一条整流臂，并隔离L₂₁谐振电感；

所述变换器进行逆向功率变送时，VD₂₃二极管和VD₂₄二极管串联为L₂₁谐振电感提供过电压保护；VD₁₃二极管和VD₁₄二极管为单相全桥整流器的一条整流臂，并隔离L₁₁谐振电感；

所述变换器进行正向功率变送时，VD₁₅二极管和VD₁₆二极管串联为C₁₁分体谐振电容和C₁₂分体谐振电容提供过电压保护；VD₂₅二极管和VD₂₆二极管抑制单相全桥整流器回路出现的LC谐振；

所述变换器进行逆向功率变送时，VD₂₅二极管和VD₂₆二极管串联为C₂₁分体谐振电容和C₂₂分体谐振电容提供过电压保护；VD₂₅二极管和VD₂₆二极管抑制单相全桥整流器回路出现的LC谐振。

2.根据权利要求1所述的一种对称半桥LLC谐振式双向直流－直流变换器，其特征在于，所述C₁₁分体谐振电容与C₁₂分体谐振电容串联构成分体谐振电容拓扑结构，C₁₁分体谐振电容与C₁₂分体谐振电容的均方根电流为单个谐振电容的一半，其电容量为单个谐振电容的一半；

所述C₂₁分体谐振电容与C₂₂分体谐振电容串联构成分体谐振电容拓扑结构，C₂₁分体谐振电容与C₂₂分体谐振电容的均方根电流为单个谐振电容的一半，其电容量为单个谐振电容的一半。