CN111245247A - 一种隔离型双向谐振软开关dc-dc变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种隔离型双向谐振软开关DC‑DC变换器，其拓扑结构包括两个有源桥和一个谐振腔。该变换器拓扑结构简单且便于实现磁集成，因而具有实现高功率密度的潜力。同时，本变换器可以依靠简单的变频控制方式实现双向电压增益的宽范围灵活调节，可靠性因此得以增强。此外，本变换器能在很宽的范围内实现逆变开关管的零电压开通(ZVS)及整流开关管的零电流关断(ZCS)，极大地减小了开关损耗。该变换器可应用于储能系统、电动汽车中的蓄电池充放电控制器以及开关电源等多种需要双向功率流的场合。

Description

一种隔离型双向谐振软开关DC-DC变换器

技术领域

本发明涉及双向直流-直流变换器技术领域，具体为一种隔离型双向谐振软开关DC-DC变换器。

背景技术

随着传统化石能源(如石油、煤炭、天然气等)的迅速消耗和环境污染的加剧，合理、有效地利用能源受到了人们的关注。可再生能源由于具有可持续利用和清洁的优势受到了广泛关注。对于可再生能源而言，太阳能光伏发电、风力发电和燃料电池动力等系统受到了人们越来越多的重视，尽管目前已经取得了一定的丰硕成果，但由于可再生能源固有的间歇性和剧烈的波动性使得众多挑战仍亟须解决。为了抑制电压波动并提高电能的利用率，双向DC-DC变换器通常在这些应用系统中起着重要的作用。而在电动汽车、储能电站等应用场合当中，同样需要双向DC-DC变换器来实现稳定、高效、快速的双向充放电。因此，对双向DC-DC变换器的研究将成为能源革命发展中最有前景的方向之一。

根据是否使用高频变压器对变换器进行电气隔离，双向DC-DC变换器可分为非隔离和隔离两种类型。由于隔离型变换器不但能够在更高程度上确保系统的安全性，同时还可以通过提高变压器的匝比实现电压增益的提升，因此，近年来国内外的许多学者和专家就如何实现良好的双向电压、功率调节并兼顾高效率的能量变换，在隔离型双向DC-DC变换器领域进行了大量的研究工作，并取得了一定的研究成果。

隔离型双向DC-DC变换器可以看作是对单向DC-DC变换器的一种改进。一般而言，可以通过用有源开关代替单向DC-DC变换器中的无源整流二极管来获得。因此，双有源桥结构成为了应用最为广泛的一类。对于传统的双有源桥型隔离双向DC-DC变换器，其可在移相控制下实现双向功率流动和电压增益调节。但是，这种控制策略将导致较高的无功功率、轻载ZVS实现困难和较大的关断损耗，因此很难获得较高的功率变换效率。为了使无功功率最小化，有学者提出了基于移相控制的全局最优移相比。为了解决轻载ZVS难以实现的问题，有学者将辅助LC网络和辅助耦合电感分别用于传统的双有源桥结构。尽管上述缺陷得到了解决，但控制策略和拓扑结构的复杂性已大大增加，因此电路的可靠性和功率密度难免会产生一定程度的下降。LLC型谐振变换器由于控制方式简单、能在很宽的范围内实现逆变开关管的零电压开通及整流二极管的零电流关断、电路结构简单且易于磁集成，因此一度成为了研究热点。然而，由于正向和反向模式下的电压增益曲线一致性较差，传统的LLC型变换器在双向功率传输应用中受到了一定的限制。尽管有学者针对LLC反向增益特性差的问题从控制策略的角度提出过一些解决方法，但控制策略往往较为复杂，且往往需要额外的实现倍压功能的电路结构，因此会对变换器的可靠性和功率密度产生一定不利影响。

发明内容

本发明的目的是为了克服现有技术中的不足，提供一种隔离型双向谐振软开关DC-DC变换器，进一步综合提升隔离型双向DC-DC变换器的功率密度、可靠性、增益调节能力和变换效率。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的：

一种隔离型双向谐振软开关DC-DC变换器，包括依次连接的高压侧有源桥、谐振腔和低压侧有源桥；其中高压侧有源桥和低压侧有源桥均可由全桥或半桥结构组成，所述谐振腔由LLC谐振拓扑结构、高频变压器和辅助电感组成，所述LLC谐振拓扑结构由第一电感、第二电感和电容组成。

进一步的，该变换器采用变频控制方式调节电压增益。正向运行时，高压侧有源桥中的开关管发挥逆变功能，低压侧有源桥中的开关管发挥整流功能，当工作频率小于主谐振频率f_r1时，变换器工作在断续导通状态，在高压侧有源桥中的开关管(逆变开关管)的每次开通时间中，变换器先以主谐振频率f_r1谐振工作，直至低压侧有源桥中的开关管(整流开关管)不再向负载传递能量；随后，变换器以第二谐振频率f_r2F进行谐振，直至逆变开关管关断；当工作频率不小于主谐振频率f_r1时，变换器工作在连续导通状态，在逆变开关管的每次开通时间中，变换器以主谐振频率f_r1谐振工作，直至逆变开关管关断。反向运行时，变换器工作情况与正向类似，不同之处在于低压侧有源桥中的开关管发挥逆变功能，高压侧有源桥中的开关管发挥整流功能，且当工作频率小于主谐振频率f_r1时，变换器的第二谐振频率为f_r2B。f_r1，f_r2F和f_r2B的表达式为：

其中n为变压器T高压侧与低压侧绕组匝比；L_r为第一电感电感值，L_a为第二电感电感值，C_r为电容值，L_m为辅助电感的电感值。

与现有技术相比，本发明的技术方案所带来的有益效果是：

(1)本发明变换器具有十分简洁的拓扑结构，因此一方面能够降低参数设计上的困难，另一方面也有利于功率密度的提升和成本的降低。

(2)相比于传统双有源桥型DC-DC变换器，本发明变换器由于采用了谐振技术，因此依靠简单的变频控制方式便可实现对电压增益的有效调节，简单的控制策略使得系统的可靠性增加。

(3)相比于传统LLC型谐振DC-DC变换器，本发明变换器由于引入了辅助电感L_m，因此使得变换器能够在反向功率传输时获得与CLL变换器相似的电压增益特性，解决了传统LLC变换器反向电压增益无法有效抬升的问题，提升了变换器的双向电压增益调节能力。

(4)本发明变换器由于引入了辅助电感L_m，因此当变换器处于正向运行时，依靠电感L_m的作用，谐振腔的输入电流会相比由电感L_r、电感L_a和电容C_r构成的传统LLC谐振电路更大，因此本变换器逆变开关管的ZVS范围会相比LLC变换器进一步加宽。当变换器处于反向运行时，依靠电感L_a的作用，谐振腔的输入电流会相比由电容C_r、电感L_r和电感L_m构成的传统CLL谐振电路更大，因此本变换器逆变开关管的ZVS范围也会相比CLL变换器进一步加宽。因此，变换器可以获得较高的效率。

(5)当本发明变换器处于正向运行时，由于由电感L_r、电感L_a和电容C_r构成的LLC谐振子结构直接与低压侧有源桥相连，因此低压侧有源桥中的开关管(整流开关管)可以实现与LLC变换器相同的ZCS特性。当本变换器处于反向运行时，由于由电容C_r、电感L_r和电感L_m构成的CLL谐振子结构直接与高压侧有源桥相连，因此高压侧有源桥中的开关管(整流开关管)也依旧可以实现与CLL变换器相同的ZCS特性。因此，相比于传统双有源桥型DC-DC变换器，本发明变换器能够更易于实现整流开关管的ZCS关断；相比于传统LLC型谐振DC-DC变换器，本发明变换器能够在双向功率传输领域均实现整流开关管的ZCS关断。因此，变换器可以获得较高的效率。

(6)本发明具有通用性，可以应用到储能系统、电动汽车中的蓄电池充放电控制器以及开关电源等多种需要双向功率流的场合。

附图说明

图1为本发明隔离型双向谐振软开关DC-DC变换器的拓扑结构图。

图2a和图2b为本发明变换器正向稳定运行(降压)时的重要工作波形图。其中图2a对应谐振腔输出电流断续情况，图2b对应谐振腔输出电流连续情况。

图3a至图3d为本发明变换器正向稳定运行(降压)、谐振腔输出电流断续时半个开关周期内的等效回路。其中图3a对应模态a，图3b对应模态b，图3c对应模态c，图3d对应模态d。

图4a和图4b为本发明变换器反向稳定运行(升压)时的重要工作波形图。其中图4a对应谐振腔输出电流断续情况，图4b对应谐振腔输出电流连续情况。

图5a至图5d为本发明变换器反向稳定运行(升压)、谐振腔输出电流断续时半个开关周期内的等效回路。其中图5a对应模态a，图5b对应模态b，图5c对应模态c，图5d对应模态d。

图6a和图6b为本发明变换器双向电压增益曲线。其中图6a对应正向降压运行情况，图6b对应反向升压运行情况。

图7a和图7b为本发明变换器正向稳定运行(降压)时的仿真波形图。其中图7a为额定功率下的仿真波形，图7b为20％额定功率下的仿真波形。

图8a和图8b为本发明变换器反向稳定运行(升压)时的仿真波形图。其中图8a为额定功率下的仿真波形，图8b为20％额定功率下的仿真波形。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

关于本实施例提供的隔离型双向谐振软开关DC-DC变换器，具体如下：

一、关于其拓扑结构：

如图1所示，本实施例中的变换器的左端口接高压侧直流电压，右端口接低压侧直流电压。为使功率的中间传输过程实现谐振以降低损耗，本拓扑采取双有源桥式结构实现直流-交流-直流变换，高压侧有源桥和低压侧有源桥均可采取全桥结构或半桥结构。当有源桥发挥逆变功能时，全桥结构则为全桥逆变，半桥结构则为半桥逆变；当有源桥发挥整流功能时，全桥结构则为全桥整流，半桥结构则为倍压整流。当功率正向传输(降压)时，高压侧有源桥工作在逆变状态，低压侧有源桥工作在整流状态；当功率反向传输(升压)时，高压侧有源桥工作在整流状态，低压侧有源桥工作在逆变状态。当高压侧有源桥为全桥结构时，S₁-S₄为高频功率开关器件，可发挥高频逆变和同步整流功能；当高压侧有源桥为半桥结构时，S₁-S₂为高频功率开关器件，可发挥高频逆变和同步整流功能，C₁-C₂为稳压电容，可发挥隔直和倍压整流功能。类似地，当低压侧有源桥为全桥结构时，Q₁-Q₄为高频功率开关器件，可发挥高频逆变和同步整流功能；当低压侧有源桥为半桥结构时，Q₁-Q₂为高频功率开关器件，可发挥高频逆变和同步整流功能，C₃-C₄为稳压电容，可发挥隔直和倍压整流功能。C_H和C_L分别为高压侧稳压、滤波电容和低压侧稳压、滤波电容。为简化分析，以下均只针对高压侧有源桥和低压侧有源桥均为全桥型结构进行说明。

对于谐振腔结构，本拓扑相比于由电感L_r、电感L_a和电容C_r构成的传统LLC而言，增加了电感L_m。高频变压器T并联在电感L_m的两端，一方面使得电感L_m可以依靠变压器的励磁电感来实现，进而减小磁元件的整体体积大小。另一方面，电感L_r与变压器T的串联结构也可使得变压器的漏感得以有效利用，消除了变压器寄生参数对变换器带来的不利影响。电容C_r被安放于低压侧，使得电容的电压应力得以降低，可靠性因此得以提升。

二、具体工作原理

本变换器通过基本的变频控制实现对电压增益的调控。当开关频率低于主谐振频率时，谐振腔的输出电流将使本变换器以断续导通模式(DCM)工作，否则将以连续导通模式(CCM)工作。因此，将根据DCM和CCM从正向和反向运行模式分析工作原理。

(1)正向运行模式：

在此模式下，功率从高压侧传输到低压侧。DCM和CCM时的关键波形分别如图2a和图2b所示。在DCM中，一个完整的开关周期中有8个子模态。并且前4个子模态与后4个子模态对称。在CCM中，一个完整的开关周期中有6个子模态。并且前3个子模态与后3个子模态对称。由于CCM中的前3个子模态与DCM中的前3个子模态工作情况一致，因此为了简化分析，以下仅分析DCM中的前4个子模态。i_{Cr_F}，i_{La_F}，i_{Lm_F}，i_{Lr_F}和u_{Lr_F}分别代表在正向模式下流经C_r，L_a，L_m，L_r的电流和L_r两端的电压，它们的参考方向如图3a所示。

模态a(t₀-t₁，图3a)：在t₀时刻，高频功率开关器件S₂，S₃关断。由于电感L_r的电流不能突变，因此流经S₂和S₃的电流转向流经S₁至S₄的寄生电容C_S1至C_S4。C_S2和C_S3被充电，与此同时，C_S1和C_S4被放电。当C_S2和C_S3两端的电压上升至U_H时，C_S1和C_S4两端的电压下降至零，本模态结束(设定结束时刻为t₁)。

模态b(t₁-t₂，图3b)：在t₁时刻，由于C_S1和C_S4两端的电压下降至零，因此流经L_r的电流开始通过S₁和S₄的体二极管D_S1和D_S4续流，为S₁和S₄在t₂时刻的开通创造了零电压条件。

模态c(t₂-t₃，图3c)：在t₂时刻，S₁和S₄零电压开通。由于MOS型功率器件的导通电阻小于其体二极管的导通电阻，因此流经L_r的电流开始流向高频功率开关器件S₁和S₄。在模态a至模态c中，各谐振元件的电压和电流以主谐振频率f_r1进行谐振，功率始终通过开关器件Q₁和Q₄流向负载R_{o_L}，并且L_a始终在U_L的作用下恒压充电，L_a的电流i_{La_F}线性上升。然而，由于模态a和模态b均为开关死区时间，因此模态c成为了功率传输的主要阶段并且直到t₃时刻i_{Cr_F}和i_{La_F}相等时结束。

模态d(t₃-t₄，图3d)：在本模态中，S₁和S₄依旧处于导通状态。由于在t₃时刻i_{Cr_F}和i_{La_F}相等，因此流经低压侧开关器件Q₁和Q₄的电流下降至零，使得Q₁和Q₄实现了零电流关断。功率不再传输至负载。本模态直到S₁和S₄关断的t₄时刻结束。由于在本模态中L_a不再在U_L的作用下恒压充电，因此L_a参与到了谐振过程当中。变换器以第二谐振频率f_r2F进行谐振。

(2)反向运行模式：

在此模式下，功率从低压侧传输到高压侧。DCM和CCM时的关键波形分别如图4a和图4b所示。从图4中可以看出，在反向模式下DCM和CCM之间的关系类似于正向模式。因此，为简化分析，仅分析DCM中的前四个子模态。i_{Cr_B}，i_{La_B}，i_{Lm_B}，i_{Lr_B}和u_{Lm_B}分别表示在反向模式下流过C_r，L_a，L_m，L_r的电流和L_m两端的电压，其参考方向如图5a所示。此外，图4a和图4b中的i_{Cr_B_H}代表将i_{Cr_B}折算至高压侧时的波形。

模态a(t₀-t₁，图5a)：在t₀时刻，高频功率开关器件Q₂，Q₃关断。由于流经电容C_r的电流受控于流经电感L_m和电感L_r的电流，因此流经电容C_r的电流和流经电感L_a的电流均不能突变，因此导致流经Q₂和Q₃的电流转向流经Q₁至Q₄的寄生电容C_Q1至C_Q4。C_Q2和C_Q3被充电，与此同时，C_Q1和C_Q4被放电。当C_Q2和C_Q3两端的电压上升至U_L时，C_Q1和C_Q4两端的电压下降至零，本模态结束(设定结束时刻为t₁)。

模态b(t₁-t₂，图5b)：在t₁时刻，由于C_Q1和C_Q4两端的电压下降至零，因此流经C_r和L_a的电流之和开始通过Q₁和Q₄的体二极管D_Q1和D_Q4续流，为Q₁和Q₄在t₂时刻的开通创造了零电压条件。L_a在U_L的作用下恒压充电，其电流i_{La_B}线性上升。

模态c(t₂-t₃，图5c)：在t₂时刻，Q₁和Q₄零电压开通。由于MOS型功率器件的导通电阻小于其体二极管的导通电阻，因此流经C_r和L_a的电流之和开始流向高频功率开关器件Q₁和Q₄。L_a在U_L的作用下恒压充电，其电流i_{La_B}线性上升。在模态a至模态c中，各谐振元件的电压和电流以主谐振频率f_r1进行谐振，功率始终通过开关器件S₁和S₄流向负载R_{o_H}。然而，由于模态a和模态b均为开关死区时间，因此模态c成为了功率传输的主要阶段并且直到t₃时刻i_{Lm_B}和i_{Cr_B_H}相等时结束。

模态d(t₃-t₄，图5d)：在本模态中，Q₁和Q₄依旧处于导通状态，并且L_a依旧在U_L的作用下恒压充电。由于在t₃时刻i_{Lm_B}和i_{Cr_B_H}相等，因此流经高压侧开关器件S₁和S₄的电流下降至零，S₁和S₄实现了零电流关断。与此同时，功率不再传输至负载。本模态直到Q₁和Q₄关断的t₄时刻结束。由于在本模态中流经L_r的电流为零，因此C_r和L_m的电压和电流以第二谐振频率f_r2B谐振。

三、关于双向电压增益调节特性

依据对本拓扑谐振腔结构的分析不难发现，当变换器处于正向运行时，由电感L_r、电感L_a和电容C_r可以构成传统LLC谐振电路子结构，当变换器处于反向运行时，由电容C_r、电感L_r和电感L_m又可以构成传统CLL谐振电路子结构，因此本拓扑在双向电压增益调节特性方面便可分别具有传统LLC和CLL的特性。由于传统LLC和CLL均可以在开关频率小于主谐振频率时实现升压、大于主谐振频率时实现降压且在一定的开关频率范围内LLC和CLL的增益曲线具有较好的一致性，因此本拓扑可以有效地将传统LLC和CLL单向电压增益的优良特性拓宽到双向功率传输领域。

当高压侧直流电压为4倍低压侧直流电压且本变换器恰好可以在开关频率等于主谐振频率时匹配高低压侧直流电压时，图6a和图6b示出在50％额定负载和额定负载两种情况下本拓扑正向和反向运行时的电压增益随开关频率的变化曲线，可以看出本拓扑正反向电压增益特性具有较好的一致性，解决了传统LLC或CLL变换器反向电压增益无法有效抬升的缺陷。

四、软开关特性

众所周知，传统的LLC变换器和CLL变换器可以在很宽的负载范围内实现逆变开关管的ZVS开通，在开关频率小于等于主谐振频率时实现整流二极管的ZCS关断。对于本拓扑而言，当变换器处于正向运行时，依靠电感L_m的作用，谐振腔的输入电流会相比由电感L_r、电感L_a和电容C_r构成的传统LLC谐振电路更大，因此高压侧有源桥中的开关管(逆变开关管)的ZVS范围会相比LLC变换器进一步加宽。当变换器处于反向运行时，依靠电感L_a的作用，谐振腔的输入电流会相比由电容C_r、电感L_r和电感L_m构成的传统CLL谐振电路更大，因此低压侧有源桥中的开关管(逆变开关管)的ZVS范围也会相比CLL变换器进一步加宽。此外，当本变换器处于正向运行时，由于由电感L_r、电感L_a和电容C_r构成的LLC谐振子结构直接与低压侧有源桥相连，因此低压侧有源桥中的开关管(整流开关管)依旧可以实现与LLC相同的ZCS特性。当本变换器处于反向运行时，由于由电容C_r、电感L_r和电感L_m构成的CLL谐振子结构直接与高压侧有源桥相连，因此高压侧有源桥中的开关管(整流开关管)也依旧可以实现与CLL相同的ZCS特性。

当变换器工作在主谐振频率时，图7a、7b和图8a、8b分别示出本变换器正向运行和反向运行时的仿真波形，其中图7a和图8a对应满载运行，图7b和图8b对应20％额定负载运行。以上各图均示出了逆变开关管的驱动电压、漏源电压、电流及整流开关管的电流波形。由图7a、7b和图8a、8b可以看出，即便在轻载(20％额定负载)运行状态下，各逆变开关管电流波形也均有一段先流经与各逆变开关管反并联连接的二极管的过程，然后再流经本开关管，即验证了本变换器能在很宽的负载范围内实现逆变开关管的ZVS导通。此外，通过对整流开关管电流波形的分析可以看出，在半个开关周期结束时，流过整流开关管的电流正好能够自然下降至零，进而实现了ZCS关断。因此，本变换器可以极大地减小开关损耗，提高变换器的效率。

总之，无论对于储能系统、电动汽车中的蓄电池充放电控制器，还是开关电源等需要双向功率变换的应用领域，本发明都具有积极的推广应用价值。

本发明对各器件的型号不做特殊限制，只要能完成上述功能的器件均可。

上述具体实施方式仅以变压器与L_m并联、高压侧有源桥和低压侧有源桥均为全桥型结构对本变换器拓扑进行了工作原理的一般性阐述，在实际的应用中，可以根据实际应用情况合理选择变压器的位置(或不使用变压器)和各有源桥的实际结构，以达到优化特定场景下的综合性能的目的。凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明。所应理解的是，本发明并不限于上文描述的实施方式，以上的具体实施方式旨在描述和说明本发明的技术方案，其仅仅是示意性的，并不是限制性的。

Claims (2)

1.一种隔离型双向谐振软开关DC-DC变换器，其特征在于，包括依次连接的高压侧有源桥、谐振腔和低压侧有源桥；其中高压侧有源桥和低压侧有源桥均由全桥或半桥结构组成，所述谐振腔由LLC谐振拓扑结构、高频变压器和辅助电感组成，所述LLC谐振拓扑结构由第一电感、第二电感和电容组成。

2.根据权利要求1所述的一种隔离型双向谐振软开关DC-DC变换器，其特征在于，该变换器采用变频控制方式调节电压增益，正向运行时，高压侧有源桥中的开关管发挥逆变功能，低压侧有源桥中的开关管发挥整流功能，当工作频率小于主谐振频率f_r1时，变换器工作在断续导通状态，在高压侧有源桥中的开关管的每次开通时间中，变换器先以主谐振频率f_r1谐振工作，直至低压侧有源桥中的开关管不再向负载传递能量；随后，变换器以第二谐振频率f_r2F进行谐振，直至高压侧有源桥中的开关管关断；当工作频率不小于主谐振频率f_r1时，变换器工作在连续导通状态，在高压侧有源桥中的开关管的每次开通时间中，变换器以主谐振频率f_r1谐振工作，直至高压侧有源桥中的开关管关断；反向运行时，变换器工作情况与正向类似，不同之处在于低压侧有源桥中的开关管发挥逆变功能，高压侧有源桥中的开关管发挥整流功能，且当工作频率小于主谐振频率f_r1时，变换器的第二谐振频率为f_r2B；f_r1，f_r2F和f_r2B的表达式为：

其中n为变压器T高压侧与低压侧绕组匝比；L_r为第一电感电感值，L_a为第二电感电感值，C_r为电容值，L_m为辅助电感的电感值。

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