CN109889047B - 一种适用于宽输入宽输出电压范围的两级式dc-dc变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种适用于宽输入宽输出电压范围的两级式DC‑DC变换器，属于电能变换装置的直流‑直流变换器领域。该变换器的前级是交错并联的四管Buck‑Boost变换器，后级是全桥LLC谐振变换器。前级四管Buck‑Boost变换器工作在两模式状态，能实现电压的升高和降低，满足宽输入和宽输出电压范围的要求；同时采用交错并联技术减小电感体积以提高功率密度。全桥LLC谐振变换器能实现原边开关管的零电压开通和副边二极管的零电流关断，通过软开关技术提高变换器的效率。本发明同时给出了两级式DC‑DC变换器的控制策略，使得输出电压的宽范围可调，以及前级交错并联的四管Buck‑Boost变换器能实现两路均流和两模式的自动切换。

Description

一种适用于宽输入宽输出电压范围的两级式DC-DC变换器

技术领域

本发明涉及一种适用于宽输入宽输出电压范围的两级式DC-DC变换器，属于电能变换装置的直流-直流变换器领域。

背景技术

在航天领域，电推进作为一种先进的空间推进技术，具有高比冲、寿命长的优势，在轨道转移、深空探测等领域存在广阔的应用前景。作为电推进系统的重要组成部分——电源处理单元(Power Processing Unit,PPU)，其输出电压和输出功率决定了推力器的主要性能，高效率、高功率密度和高压大功率输出成为未来PPU的发展方向。

从国外大功率PPU研究现状来看，其往往采用太阳电池阵直接供电，且为了提高太阳能电池阵的利用率，减小配置太阳阵的面积，大都采用最大功率跟踪(Maximum PowerPoint Tracking,MPPT)调节方式。MPPT调节输出电压将在宽范围内变化，决定了PPU应具有宽电压输入的功能以适应太阳电池阵MPPT调节输出电压。为了满足负载变化的要求，又决定了PPU需要具有宽输出电压范围的特点。采用四管Buck-Boost(升降压)变换器和全桥LLC谐振变换器的两级式DC-DC(直流)变换器，满足宽输入和宽输出电压范围的要求，同时提高了效率和功率密度。

发明内容

为了使两级式DC-DC变换器满足宽输入宽输出电压范围的要求，本发明提出了一种适用于宽输入宽输出电压范围的两级式DC-DC变换器，该变换器前级交错并联的四管Buck-Boost变换器，后级全桥LLC谐振变换器的两级式DC-DC变换器，可以在满足宽输入宽输出电压范围要求的同时实现提高变换器效率和功率密度的目标。

本发明为解决其技术问题采用如下技术方案：

一种适用于宽输入宽输出电压范围的两级式DC-DC变换器，

包括前级变换器和后级变换器,前级是两路交错并联的四管Buck-Boost变换器，后级是全桥LLC谐振变换器；

所述前级变换器包括两路交错并联的四管Buck-Boost变换器，第一路变换器包括四个功率开关管Q₁～Q₄，第一电感L₁；第二路变换器包括开关管Q₅～Q₈、第二电感L₂；两路变换器共用母线滤波电容C_b；两个变换器交错并联，即第一开关管Q₁的漏极、第五开关管Q₅的漏极和输入电压V_in的正极相连，第三开关管Q₃的源极、第七开关管Q₇的源极和输入电压V_in的负极相连，第二开关管Q₂的漏极、第六开关管Q₆的漏极和母线滤波电容C_b的一端相连，第四开关管Q₄的源极、第八开关管Q₈的源极和母线滤波电容C_b的另一端相连；第一开关管Q₁的源极和第三开关管Q₃的漏极分别与第一电感L₁的一端相连；第二开关管Q₂的源极和第四开关管Q₄的漏极分别与第一电感L₁的另一端相连；第五开关管Q₅的源极和第七开关管Q₇的漏极分别与第二电感L₂的一端相连；第六开关管Q₆的源极和第八开关管Q₈的漏极分别与第二电感L₂的另一端相连；

所述的后级变换器是由全桥LLC谐振变换器构成，包括三部分：逆变桥、谐振网络以及整流电路；所述逆变桥采用全桥结构，包括四个功率开关管Q₉～Q₁₂；所述谐振网络包括谐振电感L_r、谐振电容C_r、励磁电感L_m以及变压器T_r，所述变压器T_r由原边绕组和副边绕组组成；所述整流电路采用全桥整流电路，包括整流二极管D_R1～D_R4和输出滤波电容C_o；第九开关管Q₉的漏极、第十开关管Q₁₀的漏极和母线滤波电容C_b的一端相连；第十一开关管Q₁₁的源极、第十二开关管Q₁₂的源极和母线滤波电容C_b的另一端相连；谐振电感L_r的一端分别与第九开关管Q₉的源极、第十一开关管Q₁₁的漏极相连；谐振电感L_r的另一端与励磁电感L_m的一端、变压器T_r原边绕组的同名端相连；谐振电容C_r的一端分别与第十开关管Q₁₀的源极和第十二开关管Q₁₂的漏极相连；谐振电容C_r的另一端与与励磁电感L_m的另一端、变压器T_r原边绕组的异名端相连；变压器T_r副边绕组的同名端分别与第一整流二极管D_R1的阳极和第三整流二极管D_R3的阴极相连；变压器T_r副边绕组的异名端分别与第二整流二极管D_R2的阳极和第四整流二极管D_R4的阴极相连；输出滤波电容C_o的一端分别与第一整流二极管D_R1的阴极、第二整流二极管D_R2的阴极和输出电压V_o的正极相连；输出滤波电容C_o的另一端分别与第三整流二极管D_R3的阳极、第四整流二极管D_R4的阳极和输出电压V_o的负极相连。

所述前级变换器采用2路、4路或2N路四管Buck-Boost变换器交错并联，N为大于2的自然数。

本发明的有益效果如下：

1、实现了变换器宽输入宽输出电压范围的要求。

2、通过交错并联技术，减小了变换器的体积，提高了功率密度。

3、通过同步整流技术和软开关技术，提高了变换器效率。

附图说明

图1为本发明一种适用于宽输入宽输出电压范围的两级式DC-DC变换器的电路拓扑，其中：V_in为输入电压；Q₁～Q₄，Q₅～Q₈为前级交错并联的四管Buck-Boost变换器的两组功率开关管；L₁，L₂为前级变换器的电感；C_b为前级变换器的母线滤波电容；Q₉～Q₁₂为后级全桥LLC谐振变换器的功率开关管；L_r为后级变换器的谐振电感；C_r为后级变换器的谐振电容；T_r为后级变换器的变压器；L_m为变压器的励磁电感；D_R1～D_R4为后级变换器的整流二极管；C_o为后级变换器的输出滤波电容；V_o为输出电压。

图2为本发明双管Buck-Boost的电路拓扑，其中：V_in为输入电压；Q₁、Q₂为功率开关管；D₁、D₂为续流二极管；L为电感；C_b为母线滤波电容；V_C为输出电压。

图3为本发明双管Buck-Boost变换器两模式控制原理框图，其中：V_in为输入电压；Q₁、Q₂为功率开关管；D₁、D₂为续流二极管；L为电感；C_b为母线滤波电容；V_C为输出电压；H_v为输出电压采样系数；Z₁、Z₂为运算放大器输入端电阻；v_{c_ref}为输出电压基准信号；v_ea为输出信号；V_bias为偏置电压；v_e-buck为功率开关管Q₁的调制信号；v_e-boost为功率开关管Q₂的调制信号；v_saw为载波信号。

图4为本发明双管Buck-Boost变换器两模式控制工作波形，其中：V_H和V_L分别为载波信号v_saw的最大值和最小值，V_saw为v_saw的峰峰值。

图5为本发明四管Buck-Boost变换器的电路拓扑，其中：V_in为输入电压；Q₁与Q₃，Q₂与Q₄为互补导通的功率开关管；L为电感；C_b为滤波电容；V_c为母线电压。

图6为本发明交错并联四管Buck-Boost变换器的电路拓扑，其中：V_in为输入电压；Q₁～Q₄，Q₅～Q₈为交错并联变换器的两组功率开关管；L₁和L₂为交错并联变换器的电感；C_b为滤波电容；V_c为母线电压。

图7为本发明后级LLC谐振变换器电路拓扑，其中：V_c为母线电压；Q₉～Q₁₂为功率开关管；L_r为谐振电感；C_r为谐振电容；L_m为励磁电感；T_r为变压器；D_R1～D_R4为整流二极管；C_o为输出滤波电容；V_o为输出电压。

图8为本发明后级LLC谐振变换器谐振网络中电压传输比M与f_n的关系曲线，其中：M为电压增益；f_n为频率比；Q为品质因数。

图9为本发明两级式DC-DC变换器采用的电压外环与电流内环双闭环控制框图。其中，G_vr(s)为电压调节器的传递函数；G_ir1(s)和G_ir2(s)分别为两路四管Buck-Boost变换器的电流调节器的传递函数；G_PWM1(s)和G_PWM2(s)分别为两路四管Buck-Boost变换器的PWM调制器的传递函数；G_id1(s)和G_id2(s)分别为两路四管Buck-Boost变换器的占空比对于电感电流的传递函数；G_vi(s)为两路四管Buck-Boost变换器的电感电流之和对于输出电压的传递函数；H_v为输出电压的采样系数；H_i1和H_i2分别为两路四管Buck-Boost变换器的电感电流的采样系数；

为输出电压信号；

为输出电压的参考信号；

和

分别为两路四管Buck-Boost变换器的电感电流信号；

和

分别为两路四管Buck-Boost变换器的电感电流的参考信号。

具体实施方式

下面结合附图对本发明创造做进一步详细说明。

本发明涉及的一种适用于宽输入宽输出电压范围的两级式DC-DC变换器的电路拓扑如图1所示，该电路拓扑由前级交错并联四管Buck-Boost变换器和后级全桥LLC谐振变换器组成。

为了使变换器工作在宽输入宽输出电压范围，常采用升降压变换器方案。双管Buck-Boost变换器与传统升降压变换器相比，以增加一个开关管为代价，避免了开关管电压应力高和反极性的问题。双管Buck-Boost变换器的控制方法可以分为单模式控制、两模式控制和三模式控制。本发明中采用两模式控制方法，即两只开关管分别单独控制，此控制方法不仅可以保证任何时刻都只有一只开关管处于开关工作，开关损耗较低，而且还可以有效减小变换器的电感电流平均值，减小变换器的导通损耗。双管Buck-Boost变换器电路拓扑如图2所示。当V_in>V_c时，Q₂常关，即D_y2＝0，通过控制Q₁来调节输出电压，此时双管Buck-Boost变换器工作在Buck模式，等效于一个Buck变换器；当V_in≤V_c时，Q₁常开，即D_y1＝1，通过控制Q₂来调节输出电压，此时双管Buck-Boost变换器工作在Boost模式，等效于一个Boost变换器。

由于整个输入电压范围内存在两个工作模式，不难得到双管Buck-Boost变换器两模式控制方法下的输入输出关系：

其中：V_c为母线电压，V_in为输入电压，D_y1为Q₁的占空比，D_y2为Q₂的占空比。

在两模式控制方法中，工作模式的平滑切换至关重要。双调制信号单载波的模式自动切换控制策略实现简单且通用性强，其原理图和主要工作波形分别如图3和图4所示。由于Q₁和Q₂具有相同的载波，要实现式(1)所示两个工作模式的正常工作以及自动切换，需保证且任何时候都只有一个调制信号与载波交截。即调制信号需满足关系：

v_{e_buck}-v_{e_boost}≥V_saw (2)

其中：v_e-buck为功率开关管Q₁的调制信号，v_e-boost为功率开关管Q₂的调制信号，V_saw为载波的峰峰值。

为了满足式(2)，令v_e-boost等于输出信号v_ea，而v_e-buck则由v_ea叠加一个偏置电压V_bias得到，即：

当V_bias≥V_saw时，可以实现双管Buck-Boost变换器的两个工作模式的正常工作和自动切换。显然，如果令V_bias＝V_saw，则可以保证Buck和Boost模式之间的平滑切换，如图4所示。

为了使变换器满足高效率、高功率密度的要求，本发明中采用同步整流技术，用MOS管代替二极管，减小导通损耗，得到图5所示的四管Buck-Boost变换器电路拓扑，其中Q₁与Q₃，Q₂与Q₄互补导通。同时采用交错并联技术，可以通过减少电流纹波有效降低磁件体积，且具有易于减小EMI(电磁干扰)，动态响应快等诸多优点。最终得到两路交错并联的四管Buck-Boost变换器，如图6所示。

为了使变换器满足更宽范围的输出电压要求，在前级采用交错并联四管Buck-Boost变换器的前提下，后级变换器采用LLC谐振变换器，将LLC谐振变换器设计在定频工作模式，通过合理地参数设计，能够保证比较稳定的电压传输比，减小前级电路的设计难度。另外，LLC谐振变换器可以实现前级开关管的ZVS(零电压开关)和后级二极管的ZCS(零电流开关)，有利于变换器效率的提高。

全桥LLC谐振转换器的基本电路拓扑如图7所示。由电路图可以看到变换器可以分成三部分：逆变桥、谐振网络以及整流电路。逆变桥采用全桥结构，包括四个功率开关管Q₉～Q₁₂；谐振网络由谐振电感L_r、谐振电容C_r、励磁电感L_m和变压器T_r组成；整流电路采用全波整流电路，整流二极管D_R1～D_R4，输出滤波电容C_o。谐振电感L_r包括了变压器的漏感，励磁电感L_m用变压器的励磁电感来实现。

LLC谐振变换器谐振网络中电压和电流波形接近正弦波，因此可以利用基波近似法进行分析。可得电压增益M的表达式，其中λ为励磁电感L_m与谐振电感L_r的比值，f_n为开关频率f_s与谐振频率f_r的比值，Q为品质因数。

其中：n为变压器匝比，V_o为输出电压。

从该式可以看出电压增益和电感比λ、频率比f_n以及负载三个因素有关。

电压传输比M与f_n的关系曲线如图8所示。区域1在纯阻性曲线左侧且f_n<1，在这个区域内，变换器呈容性，可以实现原边开关管的ZCS；区域2在纯阻性曲线和f_n＝1中间，可以实现原边开关管的ZVS和副边二极管的ZCS；其余的部分为区域3，副边二极管硬关断。为了实现软开关，一般希望变换器工作在区域2。开关频率频率f_s略小于谐振频率f_r。

假设在全负载范围内，允许变换器的输出电压V_o在额定值的上下1％内浮动，即：

满载时Q的取值为：

其中：L_r为LLC变换器的谐振电感；C_r为LLC变换器的谐振电容；L_m为变压器的励磁电感，R_e为等效负载电阻，f_r为谐振频率，R_Ld为负载电阻。

为了保证电压传输比的稳定，需要在空载和满载时满足式(5)(6)，可得λ的取值范围，选取合适的λ，以此为标准进行参数设计，可以保证电压传输比M的稳定。

本发明中对两级式DC-DC变换器采用电压外环与电流内环双闭环控制框图，如图9所示。电压外环采样两级式变换器的输出电压和电压基准作比较，使得输出电压的宽范围可调。同时，电压外环的输出为两个电流内环提供电流基准，使前级两路交错并联的四管Buck-Boost变换器实现均流。

Claims (2)

1.一种适用于宽输入宽输出电压范围的两级式DC-DC变换器，其特征在于：

包括前级变换器和后级变换器,前级是两路交错并联的四管Buck-Boost变换器，后级是全桥LLC谐振变换器；

所述前级变换器包括两路交错并联的四管Buck-Boost变换器，第一路变换器包括四个功率开关管Q₁～Q₄，第一电感L₁；第二路变换器包括开关管Q₅～Q₈、第二电感L₂；两路变换器共用母线滤波电容C_b；两个变换器交错并联，即第一开关管Q₁的漏极、第五开关管Q₅的漏极和输入电压V_in的正极相连，第三开关管Q₃的源极、第七开关管Q₇的源极和输入电压V_in的负极相连，第二开关管Q₂的漏极、第六开关管Q₆的漏极和母线滤波电容C_b的一端相连，第四开关管Q₄的源极、第八开关管Q₈的源极和母线滤波电容C_b的另一端相连；第一开关管Q₁的源极和第三开关管Q₃的漏极分别与第一电感L₁的一端相连；第二开关管Q₂的源极和第四开关管Q₄的漏极分别与第一电感L₁的另一端相连；第五开关管Q₅的源极和第七开关管Q₇的漏极分别与第二电感L₂的一端相连；第六开关管Q₆的源极和第八开关管Q₈的漏极分别与第二电感L₂的另一端相连；

所述的后级变换器是由全桥LLC谐振变换器构成，包括三部分：逆变桥、谐振网络以及整流电路；所述逆变桥采用全桥结构，包括四个功率开关管Q₉～Q₁₂；所述谐振网络包括谐振电感L_r、谐振电容C_r、励磁电感L_m以及变压器T_r，所述变压器T_r由原边绕组和副边绕组组成；所述整流电路采用全桥整流电路，包括整流二极管D_R1～D_R4和输出滤波电容C_o；第九开关管Q₉的漏极、第十开关管Q₁₀的漏极和母线滤波电容C_b的一端相连；第十一开关管Q₁₁的源极、第十二开关管Q₁₂的源极和母线滤波电容C_b的另一端相连；谐振电感L_r的一端分别与第九开关管Q₉的源极、第十一开关管Q₁₁的漏极相连；谐振电感L_r的另一端与励磁电感L_m的一端、变压器T_r原边绕组的同名端相连；谐振电容C_r的一端分别与第十开关管Q₁₀的源极和第十二开关管Q₁₂的漏极相连；谐振电容C_r的另一端与励磁电感L_m的另一端、变压器T_r原边绕组的异名端相连；变压器T_r副边绕组的同名端分别与第一整流二极管D_R1的阳极和第三整流二极管D_R3的阴极相连；变压器T_r副边绕组的异名端分别与第二整流二极管D_R2的阳极和第四整流二极管D_R4的阴极相连；输出滤波电容C_o的一端分别与第一整流二极管D_R1的阴极、第二整流二极管D_R2的阴极和输出电压V_o的正极相连；输出滤波电容C_o的另一端分别与第三整流二极管D_R3的阳极、第四整流二极管D_R4的阳极和输出电压V_o的负极相连；

所述后级变换器为保证电压传输比M的稳定，需要在空载和满载运行时满足一定条件，通过对励磁电感L_m与谐振电感L_r的比值λ进行合理设计，约束表达式如下：

假设在全负载范围内，允许变换器的输出电压V_o在额定值的上下1％内浮动，即：

满载时Q的取值为：

其中，f_n为开关频率f_s与谐振频率f_r的比值，Q为品质因数，n为变压器匝比，V_o为输出电压，L_r为LLC变换器的谐振电感；C_r为LLC变换器的谐振电容；L_m为变压器的励磁电感，R_e为等效负载电阻，f_r为谐振频率，R_Ld为负载电阻；

所述后级变换器采用电压外环与电流内环双闭环控制，电压外环采样两级式变换器的输出电压和电压基准作比较，使得输出电压的宽范围可调；同时，电压外环的输出为两个电流内环提供电流基准，使前级两路交错并联的四管Buck-Boost变换器实现均流。

2.根据权利要求1所述的一种适用于宽输入宽输出电压范围的两级式DC-DC变换器，其特征在于：

所述前级变换器采用2路、4路或2N路四管Buck-Boost变换器交错并联，N为大于2的自然数。

Images