CN114900041A - 一种可升降压直流变换器交错并联系统及控制算法 - Google Patents

一种可升降压直流变换器交错并联系统及控制算法 Download PDF

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CN114900041A CN202210390144.7A CN202210390144A CN114900041A CN 114900041 A CN114900041 A CN 114900041A CN 202210390144 A CN202210390144 A CN 202210390144A CN 114900041 A CN114900041 A CN 114900041A
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Abstract

本发明公开一种应用于新能源微电网多端口能源路由器中，连接微源与公共直流母线的可升降压直流变换器交错并联系统及控制算法。该系统由多路可单方向升降压的直流电路构成，各电路之间采用交错并联控制，可极大降低输出滤波压力，提高功率密度；单直流电路由Buck‑Boost构成单一方向可升降压(相对输出电压)电路，使在全电压范围内实现MPPT跟踪及电压可控，使设计组串电压时不必受直流变流器输出电压限制；对每台变换器设计即插即用的分散式补偿控制算法，处理升降压衔接转换不平滑问题，降低了输出纹波；对整体并联系统，设计模块式协调控制器，实现多路交错并联，避免环流问题，提高了单模块功率密度。

Description

一种可升降压直流变换器交错并联系统及控制算法
技术领域
本发明涉及新能源微电网技术领域，具体地说，涉及一种可升降压直流变换器交错并联系统及控制算法。
背景技术
能量路由器是在新能源分布式发电基础上新兴的前沿技术，是提高分布式发电供能效益的有效方式。在能量路由器的作用下，直流系统中的光伏、风力、燃料电池等分布式微源和储能装置大多通过直流变换器在公共连接点并联接入电网，因此，多直流变换器并联普遍存在。但由于变换器开关和升降压模式的切换，输出电压会受到扰动影响，降低系统鲁棒性；同时，多直流变换器间存在环流，会降低系统的功率密度。多直流变换器交错并联系统中存在的这些技术问题，影响了新能源微电网技术的发展，亟待突破。
发明内容
本发明提供一种可升降压直流变换器交错并联系统及控制算法，用于解决目前多直流变换器交错互联系统中，升降压衔接转换不平滑和输出纹波影响电压输出质量的问题。
根据本发明的一个方面，提供了一种可升降压直流变换器交错并联系统，包括多路交错并联的可升降压直流变换器和系统控制器。多路交错并联的可升降压直流变换器由n路可升降压直流变换器组成，其中第i路可升降压直流变换器Mi，包括：输入端，以及依次连接的输入EMI滤波器、输入预充电回路、防反回路、Boost升压电路和Buck降压电路，其中n>1，1≦i≦n；Boost升压电路中设置第2i-1 IGBT Qi1，Buck降压电路中设置第2i IGBT Qi2；多路交错并联的可升降压直流变换器具有各自的输入端，输出端与同一个系统输出端相连；系统输出端设置输出预充电回路和输出EMI(Electro Magnetic Interference，电磁干扰)滤波器；系统控制器包括采样模块、信号调理模块、DSP(Digital Signal Process，数字信号处理)控制模块、PWM(Pulse Width Modulation，脉宽调制)调理模块，采集可升降压直流变换器输入端、输出端和系统输出端的电学信号，并通过控制Qi1实现升压MPPT(MaximumPowerPoint Tracking，最大功率点跟踪)，通过控制Qi2实现降压斩波MPPT。
进一步地，系统控制器可设置通讯显示模块及触摸屏。
进一步地，输入端设置第i输入熔断器Fi；输入EMI滤波器为第i输入EMI电感Li1；输入预充电回路包括第i预充电继电器Ki2、第i预充电电阻Ri、第i主继电器Ki1；防返回路为第i防反二极管Di1。
进一步地，Boost升压电路包括第2i-1滤波电容Ci1、第i储能电感Li2、第2i IGBTQi2、第2i二极管Di3、第2i滤波电容Ci2。
进一步地，Buck降压电路包括第2i-1滤波电容Ci1、第i储能电感Li2、第2i-1 IGBTQi1、第2i-1二极管Di2、第2i滤波电容Ci2。
进一步地，输出预充电回路包括第0预充电继电器K01、第0预充电电阻R0、第0主继电器K02，所述输出EMI滤波器为第0EMI电感L0。
根据本发明的另一方面，提供了一种可升降压直流变换器交错并联系统控制方法，包括如下步骤：
基于分布式能源阵列的I-U和P-U特性曲线，设计MPPT控制算法，得到变换器控制的外环下垂控制的电压给定参考值；
在电压/电流双闭环控制基础上，基于变换器输出电流与变换器间线路阻抗的关系，设计基于I-U特性的外环下垂控制算法，得到变换器的下垂控制系数；
根据下垂系数产生PWM控制信号，对变换器输出电流实现按比例控制，解决变换器间环流产生的耦合问题，实现变换器间的电流均分；
建立变换器的状态空间模型，得到对应的状态空间矩阵；
基于状态空间矩阵，采用极点配置的方法设计增益矩阵，由此得到变换器的基于龙伯格状态观测器的残差生成器，通过系统实际输出值与观测输出值做差，得到变换器的残差值；
利用在扰动出现时残差不为0的特性，设计残差驱动补偿控制器，产生补偿控制信号抑制扰动对变换器输出的影响；
设计变换器的协调控制器，实现电压偏差补偿，实现母线电压的稳定。
进一步地，变换器的空间状态模型为：
Figure BDA0003596542430000031
yi＝Cixi+Diui
其中，Ai为状态矩阵，Bi为输入矩阵，Ei为扰动输入矩阵，Ci为输出矩阵，Di为传递矩阵，xi为状态量，ui为输入量，yi为输出量，di为扰动输入量；
所述残差生成器为：
Figure BDA0003596542430000032
Figure BDA0003596542430000033
其中，
Figure BDA0003596542430000034
为变换器i的重构状态量；ri(k)为输出电压和电感电流的残差值，Li为增益矩阵。
进一步地，补偿控制器的求解步骤为：
在系统稳定时，残差信号ri为0，电感电流与给定信号关系为：
I*＝I12
其中，残差信号ri通过补偿控制器Q得到电流补偿信号Ir，为实现扰动抑制，此时的电感电流与给定信号关系为：
Figure BDA0003596542430000035
其中，I’12+d＝I*＝I12，I’12为补偿后的电感电流；
当补偿信号Ir＝d时即可实现扰动补偿；
在D为零矩阵时，扰动d到残差r的状态空间表达为：
Figure BDA0003596542430000036
其中，
Figure BDA0003596542430000041
用Grd(z)表示，并结合Ir＝d，可以得到：
Ir＝QGrdd
当Ir＝QGrdd＝1时，可求出补偿控制器Q，从而实现分散补偿控制。
进一步地，协调控制器的设计步骤为：
采用I-V特性曲线下垂控制策略，其控制策略表达式为：
U*＝Udc-N1I12
ΔU1＝-N1I12
其中，U*为所述变换器的电压环给定参考值，Udc为母线电压值，N1为变换器1的协调控制器；
根据变换器1和变换器2的电流I12和I22的关系：
Figure BDA0003596542430000042
其中，N1和N2为所述变换器1和所述变换器2的协调控制器；根据以上步骤可以设计每个变换器的协调控制器，实现并联协调控制。
本发明提出的可升降压直流变换器交错并联系统及控制算法，对每台变换器设计即插即用的分散式补偿控制算法，处理升降压衔接转换不平滑问题，降低了输出纹波；对整体并联系统，设计模块式协调控制器，实现多路交错并联，避免环流问题，提高了单模块功率密度。本发明可应用于光伏、风力、燃料电池等分布式能源领域。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1本发明实施例中可升降压直流变换器模块化交错并联系统拓扑图；
图2本发明实施例中单变换器控制结构图；
图3本发明实施例中可升降压直流变换器交错并联系统控制方法流程图；
图4本发明实施例中单变换器控制算法图；
图5本发明实施例中协调控制算法应用图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
根据本发明的实施例，提供了一种可升降压直流变换器交错并联系统，包括多路交错并联的可升降压直流变换器和系统控制器。多路交错并联的可升降压直流变换器由n路可升降压直流变换器组成，其中第i路可升降压直流变换器Mi，包括：输入端，以及依次连接的输入EMI滤波器、输入预充电回路、防返回路、Boost升压电路和Buck降压电路，其中n>1，1≦i≦n；Boost升压电路中设置第2i-1 IGBT Qi1，Buck降压电路中设置第2i IGBT Qi2；多路交错并联的可升降压直流变换器具有各自的输入端，输出端与同一个系统输出端相连；系统输出端设置输出预充电回路和输出EMI滤波器；系统控制器包括采样模块、信号调理模块、DSP控制模块、PWM调理模块，采集可升降压直流变换器输入端、输出端和系统输出端的电学信号，并通过控制Qi1实现升压MPPT，通过控制Qi2实现降压斩波MPPT。
该系统由多路可单方向升降压的直流电路构成，各电路之间采用交错并联控制，可极大降低输出滤波压力，提高功率密度；单直流电路由Buck-Boost构成单一方向可升降压(相对输出电压)电路，使在全电压范围内实现MPPT跟踪及电压可控，使设计组串电压时不必受直流变流器输出电压限制；对每台变换器设计即插即用的分散式补偿控制算法，处理升降压衔接转换不平滑问题，降低了输出纹波；对整体并联系统，设计模块式协调控制器，实现多路交错并联，避免环流问题，提高了单模块功率密度。
在本发明的一优选实施例中，可升降压直流变换器交错并联系统如图1和图2所示。从图中可以看出：
第一支路M1电路包含第一输入熔断器F1、第一输入EMI电感L11、第一预充电继电器K12、第一预充电电阻R1、第一主继电器K11、第一防反二极管D11、第一滤波电容C11、第一IGBTQ11、第一二极管D12、第一储能电感L12、第二IGBT Q12、第二二极管D13、第二滤波电容C12；
第二支路M2电路包含第二输入熔断器F2、第二输入EMI电感L21、第二预充电继电器K22、第二预充电电阻R2、第二主继电器K21、第二防反二极管D21、第三滤波电容C21、第三IGBTQ21、第三二极管D22、第二储能电感L22、第四IGBT Q22、第四二极管D23、第四滤波电容C22；
第n支路Mn电路包含第n输入熔断器Fn、第n输入EMI电感Ln1、第n预充电继电器Kn2、第n预充电电阻Rn、第n主继电器Kn1、第n防反二极管Dn1、第2n-1滤波电容Cn1、第2n-1IGBTQn1、第2n-1二极管Dn2、第n储能电感Ln2、第2n IGBT Qn2、第2n二极管Dn3、第2n滤波电容Cn2；
输出预充电回路包括第0预充电继电器K01、第0预充电电阻R0、第0主继电器K02，所述输出EMI滤波器为第0EMI电感L0。
在第一支路中，L11、K11、K12、R1、D11构成回路的输入EMI滤波器、输入预充电回路及防反回路；C11、L12、Q12、D13、C12构成Boost升压电路，控制器通过控制Q12来实现升压MPPT跟踪；C11、Q11、D12、L12、C12构成Buck降压电路，控制器通过控制Q11来实现降压斩波MPPT跟踪。其他各支路的电路构成与第一支路类似。
新能源电源输出接入输入EMI滤波器，通过预充电电路及防反二极管后，接入buck降压电路，降压电路输出后接入Boost升压电路，升压电路输出直接与输出预充电电路相连，通过输出EMI滤波器后，到达输出端子，再通过系统控制器的控制，可以解决升降压衔接转换不平滑和输出纹波影响电压输出质量的问题。
系统控制器控制电压电流传感器将输入及输出电压、电流等信号通过调理处理后，送入控制器进行运算。控制器根据上位机指令，将输入、输出电压电流信号进行MPPT跟踪算法运算，产生PWM控制信号，通过控制器的I/O口输送给Q1、Q2功率器件，实现变流器变流功能。控制器通过控制算法，调整PWM相位，实现多路交错并联。
根据本发明的实施例，提供了一种可升降压直流变换器交错并联系统控制方法，包含：MPPT算法、电流电压双闭环算法、PWM调制算法，并在此基础上增加了即插即用的分散补偿控制算法和交错并联协调控制算法，利用此两种方法起到抑制输出纹波及环流的目的。其流程如图3所示，包括如下步骤：
基于分布式能源阵列的I-U和P-U特性曲线，设计MPPT控制算法，得到变换器控制的外环下垂控制的电压给定参考值；
在电压/电流双闭环控制基础上，基于变换器输出电流与变换器间线路阻抗的关系，设计基于I-U特性的外环下垂控制算法，得到变换器的下垂控制系数；
根据下垂系数产生PWM控制信号，对变换器输出电流实现按比例控制，解决变换器间环流产生的耦合问题，实现变换器间的电流均分；
建立变换器的状态空间模型，得到对应的状态空间矩阵；
基于状态空间矩阵，采用极点配置的方法设计增益矩阵，由此得到变换器的基于龙伯格状态观测器的残差生成器，通过系统实际输出值与观测输出值做差，得到变换器的残差值；
利用在扰动出现时残差不为0的特性，设计残差驱动补偿控制器，产生补偿控制信号抑制扰动对变换器输出的影响；
设计变换器的协调控制器，实现电压偏差补偿，实现母线电压的稳定。
图4是实施例中单变换器控制算法图，图5是实施例中协调控制算法应用图。
实际应用中，残差生成器、补偿控制器和协调控制器有不同的设计方法，本发明的一优选实施例中，变换器的空间状态模型为：
Figure BDA0003596542430000081
yi＝Cixi+Diui
其中，Ai为状态矩阵，Bi为输入矩阵，Ei为扰动输入矩阵，Ci为输出矩阵，Di为传递矩阵，xi为状态量，ui为输入量，yi为输出量，di为扰动输入量；
残差生成器为：
Figure BDA0003596542430000082
Figure BDA0003596542430000083
其中，
Figure BDA0003596542430000084
为变换器i的重构状态量；ri(k)为输出电压和电感电流的残差值，Li为增益矩阵。
补偿控制器的求解步骤为：
在系统稳定时，残差信号ri为0，电感电流与给定信号关系为：
I*＝I12
其中，残差信号ri通过补偿控制器Q得到电流补偿信号Ir，为实现扰动抑制，此时的电感电流与给定信号关系为：
Figure BDA0003596542430000085
其中，I’12+d＝I*＝I12，I’12为补偿后的电感电流；
当补偿信号Ir＝d时即可实现扰动补偿；
在D为零矩阵时，扰动d到残差r的状态空间表达为：
Figure BDA0003596542430000086
其中，
Figure BDA0003596542430000087
用Grd(z)表示，并结合Ir＝d，可以得到：
Ir＝QGrdd
当Ir＝QGrdd＝1时，可求出补偿控制器Q，从而实现分散补偿控制。
协调控制器的设计步骤为：
采用I-V特性曲线下垂控制策略，其控制策略表达式为：
U*＝Udc-N1I12
ΔU1＝-N1I12
其中，U*为所述变换器的电压环给定参考值，Udc为母线电压值，N1为变换器1的协调控制器；
根据变换器1和变换器2的电流I12和I22的关系：
Figure BDA0003596542430000091
其中，N1和N2为所述变换器1和所述变换器2的协调控制器；根据以上步骤可以设计每个变换器的协调控制器，实现并联协调控制。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种可升降压直流变换器交错并联系统，其特征在于，包括多路交错并联的可升降压直流变换器和系统控制器；
所述多路交错并联的可升降压直流变换器由n路可升降压直流变换器组成，其中第i路可升降压直流变换器Mi，包括：输入端，以及依次连接的输入电磁干扰滤波器、输入预充电回路、防反回路、Boost升压电路和Buck降压电路，所述n>1，1≦i≦n；
所述Boost升压电路中设置第2i-1IGBT Qi1，所述Buck降压电路中设置第2i IGBT Qi2；
所述多路交错并联的可升降压直流变换器具有各自的输入端，输出端与同一个系统输出端相连，所述系统输出端设置输出预充电回路和输出电磁干扰滤波器；
所述系统控制器包括采样模块、信号调理模块、数字信号处理控制模块、脉宽调制模块，采集所述可升降压直流变换器输入端、输出端和所述系统输出端的电学信号，并通过控制所述Qi1实现升压最大功率点跟踪，通过控制所述Qi2实现降压斩波最大功率点跟踪。
2.根据权利要求1所述的可升降压直流变换器交错并联系统，其特征在于，所述系统控制器可设置通讯显示模块及触摸屏。
3.根据权利要求1所述的可升降压直流变换器交错并联系统，其特征在于，所述输入端设置第i输入熔断器Fi；所述输入电磁干扰滤波器为第i输入电磁干扰电感Li1；所述输入预充电回路包括第i预充电继电器Ki2、第i预充电电阻Ri、第i主继电器Ki1；所述防返回路为第i防反二极管Di1。
4.根据权利要求1所述的可升降压直流变换器交错并联系统，其特征在于，所述Boost升压电路包括第2i-1滤波电容Ci1、第i储能电感Li2、第2i IGBT Qi2、第2i二极管Di3、第2i滤波电容Ci2。
5.根据权利要求1所述的可升降压直流变换器交错并联系统，其特征在于，所述Buck降压电路包括第2i-1滤波电容Ci1、第i储能电感Li2、第2i-1IGBT Qi1、第2i-1二极管Di2、第2i滤波电容Ci2。
6.根据权利要求1所述的可升降压直流变换器交错并联系统，其特征在于，所述输出预充电回路包括第0预充电继电器K01、第0预充电电阻R0、第0主继电器K02，所述输出电磁干扰滤波器为第0电磁干扰电感L0。
7.一种可升降压直流变换器交错并联系统控制方法，其特征在于，包括如下步骤：
基于分布式能源阵列的I-U和P-U特性曲线，设计最大功率点跟踪控制算法，得到可升降压直流变换器控制的外环下垂控制的电压给定参考值；
在电压/电流双闭环控制基础上，基于所述变换器输出电流与所述变换器间线路阻抗的关系，设计基于I-U特性的外环下垂控制算法，得到所述变换器的下垂控制系数；
根据所述下垂系数产生脉宽调制控制信号，对所述变换器输出电流实现按比例控制，解决所述变换器间环流产生的耦合问题，实现变换器间的电流均分；
建立所述变换器的状态空间模型，得到对应的状态空间矩阵；
基于所述状态空间矩阵，采用极点配置的方法设计增益矩阵，由此得到所述变换器的残差生成器，通过系统实际输出值与观测输出值做差，得到所述变换器的残差值；
利用在扰动出现时残差不为0的特性，设计残差驱动补偿控制器，产生补偿控制信号抑制扰动对所述变换器输出的影响；
设计所述变换器的协调控制器，进行电压偏差补偿，实现母线电压的稳定。
8.根据权利要求7所述的可升降压直流变换器交错并联系统控制方法，其特征在于，所述变换器的空间状态模型为：
Figure FDA0003596542420000021
yi＝Cixi+Diui
其中，Ai为状态矩阵，Bi为输入矩阵，Ei为扰动输入矩阵，Ci为输出矩阵，Di为传递矩阵，xi为状态量，ui为输入量，yi为输出量，di为扰动输入量；
所述残差生成器为：
Figure FDA0003596542420000031
Figure FDA0003596542420000032
其中，
Figure FDA0003596542420000033
为变换器i的重构状态量；ri(k)为输出电压和电感电流的残差值，Li为增益矩阵。
9.根据权利要求7所述的可升降压直流变换器交错并联系统控制方法，其特征在于，所述补偿控制器的求解步骤为：
在系统稳定时，残差信号ri为0，电感电流与给定信号关系为：
I*＝I12
其中，残差信号ri通过补偿控制器Q得到电流补偿信号Ir，为实现扰动抑制，此时的电感电流与给定信号关系为：
Figure FDA0003596542420000034
其中，I’12+d＝I*＝I12，I’12为补偿后的电感电流；
当补偿信号Ir＝d时即可实现扰动补偿；
在D为零矩阵时，扰动d到残差r的状态空间表达式为：
Figure FDA0003596542420000035
其中，
Figure FDA0003596542420000036
用Grd(z)表示，并结合Ir＝d，可以得到：
Ir＝QGrdd
当Ir＝QGrdd＝1时，可求出补偿控制器Q，从而实现分散补偿控制。
10.根据权利要求7所述的可升降压直流变换器交错并联系统控制方法，其特征在于，所述协调控制器的设计步骤为：
采用I-V特性曲线下垂控制策略，其控制策略表达式为：
U*＝Udc-N1I12
ΔU1＝-N1I12
其中，U*为所述变换器的电压环给定参考值，Udc为母线电压值，N1为变换器1的协调控制器；
根据变换器1和变换器2的电流I12和I22的关系：
Figure FDA0003596542420000041
其中，N1和N2分别为所述变换器1和所述变换器2的协调控制器；
根据以上步骤可以设计每个变换器的协调控制器，实现并联协调控制。
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