CN111010043B - 一种全桥llc谐振变换器定频控制方法 - Google Patents

一种全桥llc谐振变换器定频控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种全桥LLC谐振变换器定频控制方法,所述全桥LLC谐振变换器由直流输入源Vin、原边方波发生器Ⅰ、原边LLC谐振电路Ⅱ、变压器Ⅲ、副边全桥整流电路Ⅳ、输出滤波电容Co和输出电阻负载Ro构成,原边方波发生器Ⅰ由原边第一开关管S1、原边第二开关管S2、原边第三开关管S3和原边第四开关管S4组成;原边LLC谐振电路Ⅱ由谐振电容Cr、谐振电感Lr和励磁电感Lm组成;原边第二开关管S2和原边第四开关管S4通过一对定频互补脉冲控制,占空比为50%,开关频率等于谐振电容Cr和谐振电感Lr的串联谐振频率;原边第一开关管S1和原边第三开关管S3的开关脉冲通过输出电压反馈控制,原边第一开关管S1和原边第三开关管S3开关脉冲的占空比互补。

Description

一种全桥LLC谐振变换器定频控制方法
技术领域
本发明涉及一种全桥LLC谐振变换器定频控制方法,尤其是应用于隔离型直流—直流功率变换器,属于电力电子功率变换器技术领域。
背景技术
隔离型直流—直流变换器在当前应用较为广泛,包括数据中心服务器电源,电动汽车车载充电器,光伏直流微电网,燃料电池,LED驱动电路等,变换器的高效率、高功率密度一直是人们追求的目标。LLC谐振变换器结构简单,可以实现零电压开关(ZVS)和零电流开关(ZCS),具有高效、低电磁干扰、调压性能好、电流隔离等优良特性,在谐振频率点很容易实现高效高功率密度,近年来成为人们关注的研究热点。
传统的谐振变换器通过脉冲频率调制(PFM)调节电压增益,谐振变换器工作在宽频率范围,使谐振参数设计过程复杂,降低了基波分析法(FHA)的精确性。当开关频率远离谐振频率点时,电路存在较大的循环电流,增加了开关管的导通损耗,且不利于磁性元器件磁集成设计,增加了变压器体积,降低功率密度。为了实现较高的电压增益,设计较小的励磁电感,初级侧开关导通损耗和关断损耗、变压器绕组导通损耗明显增加,极大降低了功率变换器效率,不利于实现高效高功率密度的变换器。
为了实现谐振变换器的高电压增益、高效率、高功率密度,国内外学者常用两种方法对传统谐振变换器改进。第一种方法添加辅助开关器件,采用脉冲宽度调制(PWM)调节电压增益,但添加的辅助功率器件增加了电路复杂性和设计成本费用,额外增加的PWM控制增加了控制的复杂性。另外一种方法对控制策略进行改进,但存在控制电路复杂、电压增益有限、效率低等缺点。
发明内容
本发明的目的是针对现有技术不足,提出一种全桥LLC谐振变换器定频控制方法,改进功率变换器的电压增益范围,提高效率和功率密度。
本发明的技术方案提供一种全桥LLC谐振变换器定频控制方法,所述全桥LLC谐振变换器由直流输入源Vin、原边方波发生器Ⅰ、原边LLC谐振电路Ⅱ、变压器Ⅲ、副边全桥整流电路Ⅳ、输出滤波电容Co和输出电阻负载Ro构成,原边方波发生器Ⅰ由原边第一开关管S1、原边第二开关管S2、原边第三开关管S3和原边第四开关管S4组成;原边LLC谐振电路Ⅱ由谐振电容Cr、谐振电感Lr和励磁电感Lm组成;原边第二开关管S2和原边第四开关管S4通过一对定频互补脉冲控制,占空比为50%,开关频率等于谐振电容Cr和谐振电感Lr的串联谐振频率;
原边第一开关管S1和原边第三开关管S3的开关脉冲通过输出电压反馈控制,原边第一开关管S1和原边第三开关管S3开关脉冲的占空比互补;
对输出电阻负载Ro的输出电压采样,得到输出电压值Vo,该值Vo与额定输出参考值Vo-ref进行比较,得到电压误差量Vo-error,经过PI控制器参数整定得到输出量u(t),u(t)与定频载波Sm进行比较,经过开关选择,输出原边第一开关管S1和原边第三开关管S3的控制脉冲;
其中,定频载波Sm的频率等于谐振电容Cr和谐振电感Lr的串联谐振频率,因此原边第一开关管S1和原边第三开关管S3的脉冲频率也等于谐振频率。
而且,当原边第一开关管S1占空比D1=0时,原边第一开关管S1关断,原边第三开关管S3占空比D3=1,原边第三开关管S3闭合,原边第二开关管S2和原边第四开关管S4互补导通,所述全桥LLC谐振变换器工作在半桥状态。
而且,当原边第一开关管S1占空比D1=0.5时,原边第三开关管S3占空比D3=0.5,原边第一开关管S1和原边第三开关管S3互补导通,原边第二开关管S2和原边第四开关管S4互补导通,所述全桥LLC谐振变换器工作在全桥状态。
而且,全桥LLC谐振变换器原边第一开关管S1的占空比由输出电压反馈控制,当原边第一开关管S1的占空比为D1时,原边LLC谐振电路Ⅱ输入占空比为D的负方波电压,其中D=D1。
而且,通过调节占空比D实现调节电压增益。
本发明技术与既有技术方案的本质区别在于,原边第一开关管S1、原边第二开关管S2、原边第三开关管S3、原边第四开关管S4工作在谐振频率点,开关频率等于谐振频率,利于磁集成设计,所述技术方案采用电压比例积分(PI)闭环控制,控制方法简单,电路结构简单,易于实现。所述技术方案电压增益范围宽,且独立于负载,满足宽电压增益变换器的应用场合,得到高效高功率密度的功率变换器。
本发明具有如下有益优良效果:
(1)电压增益范围宽,增益独立于功率因数,简化谐振元件参数设计过程;
(2)谐振变换器设置较大励磁电感,减小原边开关的传导损耗和关断损耗;
(3)原边开关管零电压导通(ZVS),副边整流二极管零电流关断(ZCS);
(4)谐振变换器恒定工作在谐振频率点,减小循环电流,提升效率;
(5)利于磁性元器件的磁集成设计,减小变压器体积,提高功率密度。
附图说明
图1是本发明实施例所述全桥LLC谐振变换器原理图;
图2是本发明实施例的控制框图;
图3是本发明实施例的原边开关管的调制脉冲示意图;
图4是本发明实施例的原边谐振网络的输入方波电压示意图;
图5是本发明实施例开关脉冲波形示意图;
图6是本发明实施例原边第一开关管S1和谐振网络输入电压波形示意图;
图7是本发明实施例原边侧开关管软开关波形图;
图8是本发明实施例副边侧零电流关断和负载输出波形图;
图9是本发明实施例原边第一开关管S1占空比和原边LLC谐振电路Ⅱ输入方波电压的控制过程示意图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明的技术方案进行描述,以便本领域的技术人员更好地理解该发明。
如图1所示,本发明所述全桥LLC谐振变换器由直流输入源Vin、原边方波发生器Ⅰ、原边LLC谐振电路Ⅱ、变压器Ⅲ、副边全桥整流电路Ⅳ、输出滤波电容Co和输出电阻负载Ro构成。原边LLC谐振电路Ⅱ的输入电压为VAB。各构成部分的元器件为原边第一开关管S1、原边第二开关管S2、原边第三开关管S3、原边第四开关管S4、谐振电容Cr、谐振电感Lr、励磁电感Lm、变压器T、副边第一整流二极管D1、副边第二整流二极管D2、副边第三整流二极管D3、副边第四整流二极管D4。其中直流输入源Vin范围为200V≤Vin≤400V,谐振电容Cr为15.32nF,谐振电感Lr为1.65uH,励磁电感Lm为16.5uH,变压器Ⅲ的绕组比Np:Ns=14.8:1,副边第一整流二极管D1、副边第二整流二极管D2、副边第三整流二极管D3、副边第四整流二极管D4的管压降VD均为0.7V,输出滤波电容Co为0.02F,输出电阻负载Ro为0.144Ω,额定输出电压Vo为12V,额定功率为1kW。
具体地,其中结构实现如下:
原边方波发生器Ⅰ由原边第一开关管S1、原边第二开关管S2、原边第三开关管S3、原边第四开关管S4组成;
原边LLC谐振电路Ⅱ由谐振电容Cr、谐振电感Lr、励磁电感Lm组成;
变压器Ⅲ原边侧与副边侧变比为Np:Ns=n:1;变压器通常标记为T;
其中,Vin为直流输入源电压,Vo为电阻负载Ro的输出电压;
副边全桥整流电路Ⅳ由副边第一整流二极管D1、副边第二整流二极管D2、副边第三整流二极管D3、副边第四整流二极管D4组成;
所述全桥LLC谐振变换的原边第一开关管S1的漏极连于原边第二开关管S2的漏极和直流输入源Vin的正端,原边第一开关管S1的源极连接于原边第三开关管S3的漏极和励磁电感Lm的一端(B点),原边第三开关管S3的源极连于直流输入源Vin的负端和原边第四开关管的S4的源极,原边第二开关管S2的源极接于谐振电容Cr的一端(A点)和原边第四开关管S4的漏极,谐振电容Cr的另一端连于谐振电感Lr的一端,谐振电感Lr的另一端连于励磁电感Lm的另一端和变压器Ⅲ原边绕组NP的同名端,变压器Ⅲ原边绕组NP的非同名端连于励磁电感Lm的一端(B点);
所述变压器Ⅲ副边绕组NS的同名端连于副边第一整流二极管D1的阳极和副边第三整流二极管D3的阴极,所述变压器Ⅲ副边绕组NS的非同名端连于副边第二整流二极管D2的阳极和副边第四整流二极管(D4)的阴极;
副边第一整流二极管D1的阳极连于副边第三整流二极管D3的阴极和变压器Ⅲ副边绕组NS的同名端,副边第一整流二极管D1的阴极连于副边第二整流二极管D2的阴极、输出滤波电容Co和输出阻性负载Ro的一端,副边第二整流二极管D2的阴极连于副边第四整流二极管D4的阴极和变压器Ⅲ副边绕组NS的非同名端,副边第三整流二极管D3的阳极连于副边第四整流二极管D4的阳极、输出滤波电容Co和输出阻性负载Ro的另一端;
输出滤波电容Co的一端连于输出电阻负载Ro的一端、副边第一整流二极管D1的阴极和副边第二整流二极管D2的阴极,输出滤波电容Co的另一端连于负载的另一端、副边第三整流二极管D3的阳极和副边第四整流二极管D4的阳极。
所述一种全桥LLC谐振变换器定频控制方法如下:
原边第二开关管S2和原边第四开关管S4通过一对定频互补脉冲控制,占空比为50%,开关频率等于谐振电容Cr和谐振电感Lr的串联谐振频率。原边第一开关管S1和原边第三开关管S3的开关脉冲通过输出电压反馈控制,原边第一开关管S1和原边第三开关管S3开关脉冲的占空比互补。反馈控制的实现方式为,可利用电压采样电路实现对输出电阻负载Ro的输出电压采样,得到输出电压值Vo,该值Vo与额定输出参考值Vo-ref进行比较,得到电压误差量Vo-error,经过PI控制器参数整定得到输出量u(t),其中t表示时间,u(t)与定频载波Sm进行比较,经过开关选择,输出原边第一开关管S1和原边第三开关管S3的控制脉冲。定频载波Sm的频率等于谐振电容Cr和谐振电感Lr的串联谐振频率,因此原边第一开关管S1和原边第三开关管S3的脉冲频率也等于该谐振频率。
当原边第一开关管S1占空比D1=0时,原边第一开关管S1关断,原边第三开关管S3占空比D3=1,原边第三开关管S3闭合,原边第二开关管S2和原边第四开关管S4互补导通,所述全桥LLC谐振变换器工作在半桥状态,原边LLC谐振电路Ⅱ输入电压的基波分量为
其中,w为角频率,t为时间。
当原边第一开关管S1占空比D1=0.5时,原边第三开关管S3占空比D3=0.5,原边第一开关管S1和原边第三开关管S3互补导通,原边第二开关管S2和原边第四开关管S4互补导通,所述全桥LLC谐振变换器工作在全桥状态,原边LLC谐振电路Ⅱ输入电压的基波分量为
全桥LLC谐振变换器原边第一开关管S1的占空比由输出电压反馈控制,当原边第一开关管S1的占空比为D1时,原边LLC谐振电路Ⅱ输入占空比为D的负方波电压,其中D=D1。原边第一开关管S1的占空比为0≤D1≤0.5,原边第三开关管S3与原边第一开关管S1的占空比互补,D3=1-D1,占空比为0.5≤D3≤1,所述全桥LLC谐振变换器原边LLC谐振电路Ⅱ输入电压的基波分量为
所述一种定频控制的全桥LLC谐振变换器的电压增益表达式如下:
其中,0≤D≤0.5。可以知道,电压增益是占空比D的函数,调节占空比D即可调节电压增益。
本发明实施例提供的全桥LLC谐振变换器定频控制方法,如图2所示:原边第二开关管S2、原边第四开关管S4通过一对定频互补脉冲控制,占空比为50%,定频开关频率等于谐振频率。电压采样电路对输出电阻负载Ro电压采样,得到输出电压值Vo,与额定负载输出参考值Vo-ref进行比较,得到电压误差量Vo-error,经过PI控制器参数整定,输出量u(t)与定频载波Sm进行比较,经过开关选择,得到原边第一开关管S1、原边第三开关管S3的占空比互补的控制脉冲。定频载波的频率等于谐振频率,原边第一开关管S1、原边第三开关管S3的开关频率也等于谐振频率,因此原边第一开关管S1、原边第二开关管S2、原边第三开关管S3、原边第四开关管S4恒定工作在谐振频率点。
如图3所示,本发明所述定频控制的原边第一开关管S1、原边第二开关管S2、原边第三开关管S3、原边第四开关管S4的脉冲调制方法。原边第二开关管S2、原边第四开关管S4的脉冲是占空比为50%的定频互补脉冲,原边第一开关管S1、原边第三开关管S3的脉冲是根据输出电压反馈控制的定频互补脉冲,当且仅当原边第一开关管S1的占空比为0.5时,原边第三开关管S3的占空比也为0.5,原边第一开关管S1和原边第三开关管S3的控制脉冲对称。
本发明所述定频控制的原边谐振电路Ⅱ的输入方波电压VAB如图4所示。当输出电压Vo低于额定设计输出值12V时,原边第一开关管S1根据输出电压变化量自适应导通占空比D,0≤D≤0.5。原边谐振电路Ⅱ输入占空比为D负方波电压-VAB,调节电压增益,维持输出电压稳定。
具体实施时,本发明所述定频控制方法可结合MATLAB/Simulink平台来具体实现。实施例调制原边第一开关管S1、原边第二开关管S2、原边第三开关管S3、原边第四开关管S4的开关脉冲波形如图5所示。其中,Vgs1、Vgs2、Vgs3、Vgs4分别表示原边第一开关管S1、原边第二开关管S2、原边第三开关管S3、原边第四开关管S4的驱动脉冲信号。原边第二开关管S2、原边第四开关管S4脉冲互补,占空比为50%,原边第一开关管S1、原边第三开关管S3脉冲互补,原边第一开关管S1占空比为D,0≤D≤0.5,原边第三开关管S3占空比为1-D。
基于本发明所提供的一种全桥LLC谐振变换器的定频控制方法,实施例的原边第一开关管S1和原边谐振电路Ⅱ的输入方波电压VAB如图6所示。当输出电压低于额定值12V,经过电压反馈控制,原边第一开关管S1导通占空比为D,原边谐振电路Ⅱ输入占空比D为负的方波电压-VAB,原边第一开关管S1的占空比等于原边谐振电路Ⅱ输入负方波电压的占空比。
基于本发明所提供的一种全桥LLC谐振变换器的定频控制方法,实施例谐振电路工作时,原边第一开关管S1、原边第二开关管S2、原边第三开关管S3、原边第四开关管S4基本实现零电压导通(ZVS),如图7所示。Vgs1/VDs1分别为原边第一开关管S1的门源极电压和漏源极电压,Vgs2/VDs2分别为原边第二开关管S2的门源极电压和漏源极电压,Vgs3/VDs3分别为原边第三开关管S3的门源极电压和漏源极电压,Vgs4/VDs4分别为原边第四开关管S4的门源极电压和漏源极电压。开关管门源极电压导通之前,开关管漏源极电压下降为零,原边开关实现零电压导通。当原边第一开关管S1导通占空比为D,D≠0.5时,原边第一开关管S1、原边第三开关管S3的控制脉冲不对称,励磁电感Lm电流不对称,原边第一开关管S1、原边第二开关管S2低电压导通。
基于本发明所提供的一种全桥LLC谐振变换器定频控制方法,实施例副边第一整流二极管D1、副边第二整流二极管D2、副边第三整流二极管D3、副边第四整流二极管D4实现零电流关断(ZCS),如图8所示。副边整流电流自然下降为零,避免副边整流二极管的反向恢复问题,减小整流导通损耗。输出电压Vo稳定在12V。
如图9所示,实施例中,当直流输入源Vin从200V上升到400V时,原边第一开关管S1导通占空比为D,原边谐振电路Ⅱ自适应输入占空比D为负的方波电压-VAB,0≤D≤0.5。当直流输入源Vin为200V时,原边第一开关管S1占空比为0.5,全桥LLC谐振变换器工作在全桥状态,原边谐振电路Ⅱ的输入方波电压VAB是幅值为直流输入源Vin的正负交替的方波电压,当直流输入源Vin为400V时,原边第一开关管S1占空比为0,全桥LLC谐振变换器工作在半桥状态,原边谐振电路Ⅱ的输入方波电压VAB是幅值为直流输入源Vin的正方波电压。在直流输入源Vin从200V上升为400V过程中,输出电压Vo稳定在12V。
根据上述描述,本发明所述一种新型全桥LLC谐振变换器的定频控制方法,可以实现高电压增益,优化效率。原边开关频率等于谐振频率,减小循环电流,利于磁性器件磁集成设计,减小变压器等磁性器件体积,提高功率密度和效率。通过设计较大的励磁电感,减小原边侧开关关断损耗和导通损耗,同时原边开关零电压导通,副边整流二极管零电流关断,益于提升效率。谐振变换器在宽电压工作时,得到一种高效高功率密度的功率转换器,满足宽电压增益范围变换的场合,特别的可应用于数据中心服务器电源、光伏直流微电网等应用。
以上对本发明的具体实施例进行了描述,需要理解的是,本发明并不局限于上述特定实施方式,应当指出的是,本领域技术人员在不脱离本发明控制思想的前提下,还可以做出若干变化或修改,这些都属于本发明的保护范围。

Claims (1)

1.一种全桥LLC谐振变换器定频控制方法,所述全桥LLC谐振变换器由直流输入源Vin)、原边方波发生器Ⅰ、原边LLC谐振电路Ⅱ、变压器Ⅲ、副边全桥整流电路Ⅳ、输出滤波电容Co和输出电阻负载Ro构成,原边方波发生器Ⅰ由原边第一开关管S1、原边第二开关管S2、原边第三开关管S3和原边第四开关管S4组成;原边LLC谐振电路Ⅱ由谐振电容Cr、谐振电感Lr和励磁电感Lm组成;其特征在于:
原边第二开关管S2和原边第四开关管S4通过一对定频互补脉冲控制,占空比为50%,开关频率等于谐振电容Cr和谐振电感Lr的串联谐振频率;
原边第一开关管S1和原边第三开关管S3的开关脉冲通过输出电压反馈控制,原边第一开关管S1和原边第三开关管S3开关脉冲的占空比互补;
通过对原边第二开关管S2和原边第四开关管S4通过一对定频互补脉冲控制,结合原边第一开关管S1和原边第三开关管S3的开关脉冲通过输出电压反馈控制,使得原边第一开关管S1、原边第二开关管S2、原边第三开关管S3和原边第四开关管S4工作在谐振频率点,开关频率等于谐振频率;
反馈控制的实现方式为,利用电压采样电路实现对输出电阻负载Ro的输出电压采样,得到输出电压值Vo,该值Vo与额定输出参考值Vo-ref进行比较,得到电压误差量Vo-error,经过PI控制器参数整定得到输出量u(t),其中t表示时间,u(t)与定频载波Sm进行比较,经过开关选择,输出原边第一开关管S1和原边第三开关管S3的控制脉冲;定频载波Sm的频率等于谐振电容Cr和谐振电感Lr的串联谐振频率,因此原边第一开关管S1和原边第三开关管S3的脉冲频率也等于该谐振频率;
当原边第一开关管S1占空比D1=0时,原边第一开关管S1关断,原边第三开关管S3占空比D3=1,原边第三开关管S3闭合,原边第二开关管S2和原边第四开关管S4互补导通,所述全桥LLC谐振变换器工作在半桥状态,原边LLC谐振电路Ⅱ输入电压的基波分量为
其中,w为角频率,t为时间;
当原边第一开关管S1占空比D1=0.5时,原边第三开关管S3占空比D3=0.5,原边第一开关管S1和原边第三开关管S3互补导通,原边第二开关管S2和原边第四开关管S4互补导通,所述全桥LLC谐振变换器工作在全桥状态,原边LLC谐振电路Ⅱ输入电压的基波分量为
全桥LLC谐振变换器原边第一开关管S1的占空比由输出电压反馈控制,当原边第一开关管S1的占空比为D1时,原边LLC谐振电路Ⅱ输入占空比为D的负方波电压,其中D=D1;原边第一开关管S1的占空比为0≤1≤0.5,原边第三开关管S3与原边第一开关管S1的占空比互补,D3=1-D1,占空比为0.5≤D3≤1,所述全桥LLC谐振变换器原边LLC谐振电路Ⅱ输入电压的基波分量为
所述一种定频控制的全桥LLC谐振变换器的电压增益表达式如下:
其中,0≤0.5,电压增益是占空比D的函数,调节占空比D即实现调节电压增益。
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