CN109698627B - 一种基于开关电容器的全桥dc/dc变换器及其调制策略 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器及其调制策略，涉及直流变换器技术领域。变换器包括逆变桥、高频变压器、SCC辅助回路、整流网络滤波电路、负载电路和直流电源。本变换器采用有辅助信号的双极性PWM调制策略，主开关管和辅助开关管均按照相位差180°互补开通方式工作。本发明可实现全桥变换器主开关管的ZCS开通、ZVZCS关断以及辅助开关管ZVZCS开通和ZVS关断。有效降低了大功率场合下变压器主开关管的关断损耗；降低了环流损耗；降低了主开关管的电流应力及整流二极管的电压应力；实现整流二极管的自然换流，避免了整流二极管反向恢复与寄生振荡问题，简化了拓扑结构，提高了变换效率。

Description

一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器及其调制策略
技术领域
本发明属于变换器技术领域，特别涉及一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器及其调制策略。
背景技术
DC/DC变换器技术是将不可调的直流电压转变为可调或固定的直流电压，是一个用开关调节方式高效控制电能变换的技术，这种技术广泛应用于各种开关电源、直流调速、燃料电池、太阳能供电和分布式电源系统中。由于现代电力电子装置愈来愈趋向小型化和轻量化，因此变换器高频化已成为其发展的重要趋势。提高工作频率有助于变换器提高性能，减小体积。但随着开关频率的不断提高，开关损耗也将成比例地增加。另外，噪声污染和电磁干扰(EMI)问题也变得日益突出。针对以上问题，软开关技术被引入直流变换器。随着软开关变换技术的不断发展，各种软开关变换器拓扑结构先后出现。在众多软开关变换拓扑中，全桥变换器由于主功率开关器件电压应力低的特点，更适用于大功率场合，因此受到世界各国相关领域研究人员的普遍关注。
1988年，R.A.Fisher提出了移相全桥ZVS直流变换器，并制作出了工作频率为500kHz的直流变换器。由于其效率高、磁芯利用率高等优点得到十分广泛的应用，但是存在轻载条件下难以实现滞后管ZVS开关，一次侧存在大环流的问题。针对以上问题，20世纪90年代中期，学者提出移相全桥ZVZCS变换器，通过在超前管和滞后管之间串联饱和电感及隔直电容、整流桥后并联能量缓冲回路、并联有源箝位回路等措施实现全桥变换器的ZVZCS软开关。此类拓扑虽然解决了滞后管的软开关、一次侧大环流问题，但是各种辅助回路的引入带来了新的缺点：饱和电抗器的使用将在饱和铁心中产生额外的电能损耗和发热；能量缓冲回路的使用增加了电流尖峰及整流管的电压应力；有源箝位回路中电容并联在整流二极管侧，增大二极管电压应力，存在二极管反向恢复问题；高压大功率场合下，超前管存在较大关断损耗。
“IEEE Transactions on Power Electronics”2014年第29卷第3期公开了“一种采用简单辅助回路的新型ZCS-PWM全桥DC-DC变换器”，采用移相调制策略，原边添加有源辅助回路实现了超前管的ZCS开关，副边添加简单能量缓冲回路实现了滞后管的ZCS开关。拓扑结构复杂，环流损耗较大，而且功率器件的电压电流应力较高。
“IEEE Transactions on Power Electronics”1988年第3卷第4期公开了“一种调节谐振变换器的新方法”，提出了开关电容器(switch-controlled capacitor,SCC)辅助结构，但是该采用调节谐振频率仍然无法很好的实现开关管的零电流开关。
发明内容
针对现有技术存在的不足，本发明提供了一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器及其调制策略，实现了全桥主开关管的ZCS开通、ZVZCS关断以及辅助开关管的ZVZCS开通和ZVS关断，降低了环流损耗，降低了变换器主开关管电流应力，降低了整流二极管电压应力，解决了整流二极管的反向恢复和寄生振荡问题。可以在高电压的大功率场合实现宽负载范围的高效电能变换。
本发明为实现上述目的所采用的技术方案是：一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器包括：逆变桥、高频变压器、SCC辅助回路、整流网络、滤波电路、负载电路和直流电源。
所述逆变桥包括第一主开关管、第二主开关管、第三主开关管、第四主开关管以及四个二极管。所述第一主开关管的集电极分别连接直流电源的正极与第三主开关管的集电极，所述第一主开关管的发射极连接第二主开关管的集电极，所述第二主开关管的发射极分别连接直流电源的负极与第四主开关管的发射极，所述第四主开关管的集电极连接第三主开关管的发射极；所述第一主开关管至第四主开关管均反并联一个二极管；
所述高频变压器包括一次侧绕组与二次侧绕组，所述一次侧绕组的一端与第一主开关管的发射极连接，异名端与第三主开关管的发射极连接，所述二次侧绕组同名端与SCC辅助回路连接，异名端与第三整流二极管阳极、第四整流二极管阴极连接。
所述SCC辅助回路包括第一辅助开关管、第二辅助开关管、第一辅助二极管、第二辅助二极管、辅助谐振电容；所述第一辅助开关管的集电极与高频变压器二次侧绕组的同名端及第一辅助二极管阴极连接，第一辅助开关管的发射极与第二辅助开关管发射极、第一辅助二极管阳极及第二辅助二极管阳极连接，所述第二辅助开关管集电极与第二辅助二极管阴极、第一整流二极管阳极、第二整流二极管阴极连接，所述辅助谐振电容一端连接第一辅助开关管集电极，另一端连接第二辅助开关管集电极。
所述整流网络包括第一整流二极管、第二整流二极管、第三整流二极管、第四整流二极管。所述第一整流二极管的阴极分别与第三整流二极管阴极及滤波电感一侧连接，第一整流二极管阳极与第二辅助开关管集电极、第二整流二极管阴极连接，所述第二整流二极管的阳极分别与第四整流二极管阳极及滤波电容一端连接，第四整流二极管阴极分别与第三整流二极管阳极及高频变压器异名端连接。
所述滤波电路包括滤波电感和滤波电容。所述滤波电感一端分别与第一整流二极管阴极及第三整流二极管阴极连接，另一端与滤波电容一端连接，所述滤波电感另一端分别与第二整流二极管阳极及第四整流二极管阳极连接。
所述负载电路为电阻性负载，所述的电阻性负载与滤波电容并联。
所述直流电源的正极分别连接第一主开关管与第三主开关管的集电极，直流电源的负极分别连接第二主开关管与第四主开关管的发射极。
一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器调制策略，采用前述的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器实现，具体步骤为：
(1)逆变桥的第一主开关管和第二主开关管的相位互差180°电角度互补导通，第三主开关管和第四主开关管的相位互差180°电角度互补导通，各导通TS/2时间，TS为主开关管的开关周期，第一主开关管与第二主开关管、第三主开关管与第四主开关管的触发信号均为相位差180°电角度的带死区时间td的PWM信号。第一主开关管与第四主开关管同时开通与关断，第二主开关管与第三主开关管同时开通与关断。第一辅助开关管与第二辅助开关管互补导通，各导通TS/2时间，辅助开关管的触发信号为相位差180°电角度的PWM信号。第一辅助开关管关断后，第一主开关管和第四主开关管经过关断延时时间tδ关断，第二辅助开关管关断后，第二主开关管和第三主开关管经过关断延时时间tδ关断。当第一主开关管、第四主开关管、第一辅助开关管同时导通时，高频变压器一次侧电压等于Vin，当第二主开关管、第三主开关管、第二辅助开关管同时导通时，高频变压器一次侧电压等于-Vin。
(2)设计关断延时时间tδ的大小，使一次侧电流流经主开关管的反并联二极管的时间内关断主开关管，实现主开关管的ZCS关断。
所述的关断延时时间tδ满足的条件为：
Figure BDA0001917589310000031
其中，Io为负载电流值，Vin为直流电源电压值；NT为高频变压器变比值；Lr为变换器一次侧谐振电感，Cr为辅助谐振电容。
一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在一个开关周期中有14种开关模式。
作为一种优选的技术方案，所述高频变压器一次侧主开关管与高频变压器二次侧辅助开关管，均采用全控开关器件。
作为一种优选的技术方案，所述高频变压器一次侧主开关管反并联的二极管、高频变压器二次侧辅助开关管的反并联二极管及整流桥中二极管均为快速恢复二极管或高频二极管。
作为一种优选的技术方案，所述直流电源为直流电压源。
本发明的有益技术效果：
1.全桥DC/DC变换器及其调制策略中，变换器的开关器件均为全控开关器件，这样开关电路可由控制电路直接控制；
2.可以实现全桥变换器主开关管宽负载范围内ZCS软开关，辅助开关管的ZVZCS开通和ZVS关断，有效降低主开关管的关断损耗；通过调节主开关管占空比，可以改变输出电压值；
3.全桥变换器添加的SCC辅助结构串联在二次侧主回路中，电路中的电容与电感谐振工作时，不会增加主开关管的电流应力与整流二极管的电压应力；
4.变换器在换流期间，电容串联在主电路中有效避免了全桥变换器的偏磁问题；降低了变换器的损耗，提高了变换效率。
附图说明
图1为一种采用简单辅助回路的新型ZCS-PWM全桥DC/DC变换器的电路图；
图2为SCC辅助结构；
图3为本发明具体实施方式提供的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器电路原理图；
图4为本发明具体实施方式提供的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器的调制策略波形图；
图5为本发明具体实施方式提供的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在PWM调制策略下的特征工作波形图；
图6(a)为本发明具体实施方式提供的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在其调制策略下续流状态等效电路图；
图6(b)为本发明具体实施方式提供的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在其调制策略下各工作模式等效电路图(Mode1)模式1等效电路图；
图6(c)为本发明具体实施方式提供的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在其调制策略下各工作模式等效电路图(Mode2)模式2等效电路图；
图6(d)为本发明具体实施方式提供的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在其调制策略下各工作模式等效电路图(Mode3)模式3等效电路图；
图6(e)为本发明具体实施方式提供的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在其调制策略下各工作模式等效电路图(Mode4)模式4等效电路图；
图6(f)为本发明具体实施方式提供的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在其调制策略下各工作模式等效电路图(Mode5)模式5等效电路图；
图6(g)为本发明具体实施方式提供的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在其调制策略下各工作模式等效电路图(Mode6)模式6等效电路图；
图6(h)为本发明具体实施方式提供的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在其调制策略下各工作模式等效电路图(Mode7)模式7等效电路图；
图7(a)为本发明具体实施方式的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在其调制策略下第一主开关管S1开通时电压和电流的仿真波形图；
图7(b)为本发明具体实施方式的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在其调制策略下第一主开关管S1关断时电压和电流的仿真波形图；
图8(a)为本发明具体实施方式的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在其调制策略下第二主开关管S2开通时电压和电流的仿真波形图；
图8(b)为本发明具体实施方式的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在其调制策略下第二主开关管S2关断时电压和电流的仿真波形图；
图9(a)为本发明具体实施方式的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在其调制策略下第三主开关管S3开通时电压和电流的仿真波形图；
图9(b)为本发明具体实施方式的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在其调制策略下第三主开关管S3关断时电压和电流的仿真波形图；
图10(a)为本发明具体实施方式的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在其调制策略下第四主开关管S4开通时电压和电流的仿真波形图；
图10(b)为本发明具体实施方式的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在其调制策略下第四主开关管S4关断时电压和电流的仿真波形图；
图11(a)为本发明具体实施方式的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在其调制策略下第一辅助开关管S5开通时电压和电流的仿真波形图；
图11(b)为本发明具体实施方式的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在其调制策略下第一辅助开关管S5关断时电压和电流的仿真波形图；
图12(a)为本发明具体实施方式的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在其调制策略下第二辅助开关管S6开通时电压和电流的仿真波形图；
图12(b)为本发明具体实施方式的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在其调制策略下第二辅助开关管S6关断时电压和电流的仿真波形图；
图13(a)为本发明具体实施方式的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在其调制策略下第一整流二极管DR1开通时电压和电流的仿真波形图；
图13(b)为本发明具体实施方式的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在其调制策略下第一整流二极管DR1关断时电压和电流的仿真波形图；
图14(a)为本发明具体实施方式的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在其调制策略下第二整流二极管DR2开通时电压和电流的仿真波形图；
图14(b)为本发明具体实施方式的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在其调制策略下第二整流二极管DR2关断时电压和电流的仿真波形图；
图15(a)为本发明具体实施方式的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在其调制策略下第三整流二极管DR3开通时电压和电流的仿真波形图；
图15(b)为本发明具体实施方式的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在其调制策略下第三整流二极管DR3关断时电压和电流的仿真波形图；
图16(a)为本发明具体实施方式的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在其调制策略下第四整流二极管DR4开通时电压和电流的仿真波形图；
图16(b)为本发明具体实施方式的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在其调制策略下第四整流二极管DR4关断时电压和电流的仿真波形图。
图中，ip为一次侧电流，is为二次侧电流，vp为一次侧电压，vg1～vg4为第一主开关管S1到第四主开关管S4的驱动信号，vg5、vg6为第一辅助开关管S5到第二辅助开关管S6的驱动信号，vS1～vS4为第一主开关管S1到第四主开关管S4关断时的电压，vS5、vS6分别为第一辅助开关管S5、第二辅助开关管S6关断时的电压，iS1～iS4为第一主开关管S1到第四主开关管S4开通时的电流，iS5、iS6分别为第一辅助开关管S5、第二辅助开关管S6开通时的电流，iDR1～iDR4为第一整流二极管DR1到第四整流二极管DR4开通时的电流，vCr为辅助谐振电容两端的电压，iCr为流过辅助谐振电容的电流，Th为半个开关周期，ton为主开关管导通时间。M1～M14为变换器每个开关周期的14个工作模式。
具体实施方式
下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。
如图1所示，为现有技术的一种采用简单辅助回路的新型ZCS-PWM全桥DC/DC变换器的电路图。
如图2所示，为现有技术的SCC辅助结构。
如图3所示，一种基于开关电容器(switch-controlled capacitor,SCC)的全桥DC/DC变换器包括逆变桥、高频变压器、SCC辅助回路、整流网络、滤波电路、负载电路和直流电源。
所述逆变桥包括第一主开关管S1、第二主开关管S2、第三主开关管S3、第四主开关管S4以及四个二极管。所述第一主开关管S1的集电极分别连接直流电源的正极与第三主开关管的集电极，所述第一主开关管S1的发射极连接第二主开关管S2的集电极，所述第二主开关管S2的发射极分别连接直流电源的负极与第四主开关管S4的发射极，所述第四主开关管S4的集电极连接第三主开关管S3的发射极；所述第一主开关管S1至第四主开关S4管均反并联一个二极管；
所述高频变压器T包括一次侧绕组与二次侧绕组，所述一次侧绕组的一端与第一主开关管S1的发射极连接，异名端与第三主开关管S3的发射极连接，所述二次侧绕组同名端与SCC辅助回路连接，异名端与第三整流二极管DR3阳极、第四整流二极管DR4阴极连接。
所述SCC辅助回路包括第一辅助开关管S5、第二辅助开关管S6、第一辅助二极管D5、第二辅助二极管D6、辅助谐振电容Cr；所述第一辅助开关管S5的集电极与高频变压器T二次侧绕组的同名端及第一辅助二极管D5阴极连接，第一辅助开关管S5的发射极与第二辅助开关管S6发射极、第一辅助二极管阳极D5及第二辅助二极管D6阳极连接，所述第二辅助开关管S6集电极与第二辅助二极管D6阴极、第一整流二极管DR1阳极、第二整流二极管DR2阴极连接，所述辅助谐振电容Cr一端连接第一辅助开关管S5集电极，另一端连接第二辅助开关管S6集电极。
所述整流网络包括第一整流二极管DR1、第二整流二极管DR2、第三整流二极管DR3、第四整流二极管DR4。所述第一整流二极管DR1的阴极分别与第三整流二极管DR3阴极及滤波电感Lo一侧连接，第一整流二极管DR1阳极与第二辅助开关管集电极、第二整流二极管DR2阴极连接，所述第二整流二极管DR2的阳极分别与第四整流二极管DR4阳极及滤波电容Co一端连接，第四整流二极管DR4阴极分别与第三整流二极管DR3阳极及高频变压器异名端连接。
所述滤波电路包括滤波电感Lo和滤波电容Co；所述滤波电感Lo一端分别与第一整流二极管DR1阴极及第三整流二极管DR3阴极连接，另一端与滤波电容Co一端连接，所述滤波电感Lo另一端分别与第二整流二极管DR2阳极及第四整流二极管DR4阳极连接。
所述负载电路为电阻性负载R，所述的电阻性负载R与滤波电容Co并联。
所述直流电源的正极分别连接第一主开关管S1与第三主开关管S3的集电极，直流电源的负极分别连接第二主开关管S2与第四主开关管S4的发射极。
所述逆变桥中第一主开关管S1、第二主开关管S2、第三主开关管S3、第四主开关管S4和SCC辅助回路中第一辅助开关管S5、第二辅助开关管S6的基极和发射极均通过驱动电路与现有的控制电路相连接，由控制电路发出的信号控制SCC辅助结构和逆变桥中各开关管的开通与关断。
高频变压器一次侧主开关管S1～S4与高频变压器二次侧辅助开关管S5、S6，均采用全控开关器件。率晶体管、绝缘栅双极型晶体管、功率场效应晶体管、注入增强型绝缘栅晶体管、集成栅极换流晶闸管或智能功率模块。
高频变压器一次侧主开关管S1～S4的反并联的二极管D1～D4、高频变压器二次侧辅助开关管S5、S6的反并联二极管D5、D6及整流桥中二极管DR1～DR4均为快速恢复二极管或高频二极管。
所述直流电源为直流电压源。
本实施方式中的全桥DC/DC变换器适用于多种直流变换场合，在工业生产、交通运输、通信系统、电力系统、新能源系统、各种电源系统、航空航天等领域均可发挥重要作用。
本发明具体实施方式的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器，在高频变压器二次侧添加SCC辅助回路，通过控制主开关管相对于辅助开关管的关断延时时间，实现变换器主开关管宽负载范围内ZCS软开关，有效降低主开关管的关断损耗；实现了辅助开关管的ZVZCS开通和ZVS关断，降低变换器辅助回路开关损耗；高频变压器二次侧辅助谐振电容充放电时串联在主回路中，降低了大功率场合二次侧高电压跨接电容两端引起的电流尖峰及损耗；辅助谐振过程只发生在主开关管开关前后，谐振期间二次侧短路，降低了谐振回路的导通损耗；提高了变换器变换效率，多应用在高电压、低电流大功率场合。
实现基于开关电容器的全桥DC/DC变换器零电流软开关的PWM调制策略如图4所示，具体内容如下：该变换器逆变桥的第一主开关管S1和第二主开关管S2的相位互差180°电角度互补导通，第三主开关管S3和第四主开关管S4的相位互差180°电角度互补导通，各导通TS/2时间，TS为主开关管的开关周期，第一主开关管S1至第四主开关管S4的触发信号为相位差180°电角度的带死区时间td的PWM信号。第一主开关管S1与第四主开关管S4同时开通与关断，第二主开关管S2与第三主开关管S3同时开通与关断。第一辅助开关管S5与第二辅助开关管S6互补导通，各导通TS/2时间，辅助开关管的触发信号为相位差180°电角度的PWM信号。第一辅助开关管S5关断后，第一主开关管S1和第四主开关管S4经过关断延时时间tδ关断，第二辅助开关管S6关断后，第二主开关管S2和第三主开关管S3经过关断延时时间tδ关断。当第一主开关管S1、第四主开关管S4、第一辅助开关管S5同时导通时，高频变压器T一次侧电压等于Vin，当第二主开关管S2、第三主开关管S3、第二辅助开关管S6同时导通时，高频变压器T一次侧电压等于-Vin。也就是说，当开通第一主开关管S1与第四主开关管S4或者当开通第二主开关管S2与第三主开关管S3时，与此同时，第一辅助开关管S5导通或者第二辅助开关管S6导通，高频变压器一次侧电压等于Vin，向负载稳定供电。主电路换流时，先关断第一辅助开关管S5或第二辅助开关管S6时，辅助谐振电容Cr与谐振电感Lr进行能量转换，经过关断延时时间tδ，原边电流流经主开关管的反并联二极管，创造主开关管软关断的条件，关断第一主开关管S1与第四主开关管S4时或第二主开关管S2与第三主开关管S3时，开通另外一组主开关管，换流完成，变换器进入下半周期稳定供电。
下面以其在开关电源系统中的应用为例，分析本实施方式的全桥DC/DC变换器的工作过程。
本实施方式中，直流电源Vin采用将交流电整流后得到相对平稳的直流电，将该直流电输入到本实施例提供的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器其他结构中进行电能变换，具体电能变换过程如下文所示。
一次侧每相逆变桥的第一主开关管S1与第二主开关管S2、第三主开关管S3与第四主开关管S4均为相位互差180°电角度互补导通，各导通TS/2时间，TS为主开关管的开关周期，主开关管的触发信号为相位差180°电角度的带死区td的PWM信号。第一主开关管S1与第四主开关管S4同时开通与关断，第二主开关管S2与第三主开关管S3同时开通与关断。二次侧第一辅助开关管S5、第二辅助开关管S6互补导通，各导通TS/2时间，二次侧辅助开关管的触发信号为相位差180°电角度的PWM信号。主开关管换流时，辅助回路首先动作，给主开关管创造二极管箝位条件，实现软切换，换流结束后，直流电压源给负载稳定供电。
设计关断延时时间tδ的大小，使一次侧电流流经主开关管的反并联二极管时间内关断主开关管，实现主开关管的ZCS关断。关断延时时间tδ满足的条件为：
Figure BDA0001917589310000091
其中，Io为负载电流值，Vin为直流电源电压值；NT为高频变压器变比值；Lr为变换器一次侧谐振电感，Cr为辅助谐振电容。
本实施方式提供的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在其调制策略下的工作波形如图5所示。其中，td为第一主开关管S1与第四主开关管S4、第二主开关管S2与第三主开关管S3之间设置的死区时间，tδ为一次侧开关管与二次侧开关管的关断延时时间。其中箭头指向为电气量的参考正向，各部分的电流电压都以图3所示的方向为正。
整个变换器在一个开关周期中有14种开关模式，[t0-t7]为前半周期，[t8-t14]为后半周期。14个工作模式的等效电路图如图6(a)至图6(h)所示，其中的灰色线条表示在对应模式下不动作，该模式只包含黑色实线的回路。为简化分析，作如下假设：(1)所有器件均为理想工作状态；(2)输出滤波电感Lo和电容Co无限大，可分别保证滤波电感电流iLo和输出电压Vo为恒定值；(3)高频变压器一次侧和二次侧绕组匝数分别为N1、N2，其匝数比为NT＝N1/N2。
下面对各开关模式的工作情况进行具体分析：
假设在t0时刻前，如图6(a)所示，高频变压器一次侧第一主开关管S1、第二主开关管S2、第三主开关管S3、第四主开关管S4关断，第一辅助开关管S5导通，第二辅助开关管S6关断，辅助谐振电容Cr初始电压vCr＝0，负载电流经第一整流二极管DR1、第二整流二极管DR2、第三整流二极管DR3、第四整流二极管DR4续流。
开关模式1：(t0-t1)如图6(b)所示，t0时刻，开通第一主开关管S1、第四主开关管S4。一次侧电流ip、二次侧电流is线性上升。由于谐振电感Lr限制了一次侧电流ip的上升率，因此，第一主开关管S1、第四主开关管S4为ZCS开通。当二次侧电流is上升至负载电流Io时，第二整流二极管DR2、第三整流二极管DR3关断，模式1结束。
开关模式2：(t1-t2)如图6(c)所示，t1时刻，第二整流二极管DR2、第三整流二极管DR3关断，直流电源Vin向负载稳定供电。
开关模式3：(t2-t3)如图6(d)所示，t2时刻，ZVZCS开通第二辅助开关管S6，同时关断第一辅助开关管S5，第二辅助二极管D6随之关断。负载电流Io给辅助谐振电容Cr充电，辅助谐振电容电压vCr从零开始线性上升，辅助谐振电容Cr与第一辅助开关管S5，第二辅助二极管D6并联，因此，第一辅助开关管S5，第二辅助二极管D6为ZVS关断。辅助谐振电容电压vCr上升到高频变压器二次侧电压时，模式3结束。
开关模式4：(t3-t4)如图6(e)所示，t3时刻，第二整流二极管DR2、第三整流二极管DR3导通，整流侧输出电压vd＝0。负载电流Io经第一整流二极管DR1、第二整流二极管DR2、第三整流二极管DR3、第四整流二极管DR4续流。谐振电感Lr与辅助谐振电容Cr谐振，一次侧电流ip谐振下降，辅助谐振电容电压vCr上升，一次侧电流ip降到零，辅助谐振电容电压vCr上升到最大值时，模式4结束。
开关模式5：(t4-t5)如图6(f)所示，t4时刻，第一主开关管S1、第四主开关管S4的反并联二极管D1、D4导通，谐振电感Lr与辅助谐振电容Cr谐振，第一主开关管S1、第四主开关管S4的电压被箝位在零。关断第一主开关管S1、第四主开关管S4，实现ZVZCS关断。一次侧电流ip从零反向上升，辅助谐振电容电压vCr由最大值下降。经过1/2谐振周期，当一次侧电流ip反向减小到零时，辅助谐振电容电压vCr减小到vCrmin，模式5结束。
开关模式6：(t5-t6)如图6(g)所示，t5时刻，一次侧电流ip反向减小到零后，第一整流二极管DR1、第四整流二极管DR4关断，辅助谐振电容Cr由负载电流Io放电。辅助谐振电容电压vCr线性下降，当辅助谐振电容电压vCr下降至零时，模式6结束。
开关模式7：(t6-t7)如图6(h)所示，t6时刻，辅助谐振电容电压vCr下降至零，负载电流经第一整流二极管DR1、第二整流二极管DR2、第三整流二极管DR3、第四整流二极管DR4续流。
当第二主开关管S2、第三主开关管S3开通时，模式7结束，变换器进入后半个工作周期。由于回路的对称性，变换器后半个工作周期的说明加以省略。
这种有高频变压器隔离，采用高频变压器PWM控制，二次侧使用有源整流器的软开关DC/DC全桥变换器完成了半个周期的稳定运行。从模式8到模式14后半个周期的运行与模式1到模式7相似，后半个工作周期的说明加以省略。
本实施例的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在其调制策略下的主要元件的仿真波形如图7至图16所示，主要元件包括第一主开关管S1、第二主开关管S2、第三主开关管S3、第四主开关管S4，第一辅助开关管S5、第二辅助开关管S6，第一整流二极管DR1、第二整流二极管DR2、第三整流二极管DR3、第四整流二极管DR4。从图中可看出主要元件的仿真波形与图4的时序波形一致，证明了上述理论分析的正确性。
本实施例的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在其调制策略下的逆变桥第一开关管S1开通和关断时的的仿真波形如图7(a)和图7(b)所示，从图7(a)可以看出逆变桥第一主开关管S1的电压vS1下降至零后第一主开关管S1开通，第一主开关管S1开通后，电流iS1从零开始逐渐上升，所以逆变桥第一主开关管S1实现了ZCS开通。从图7(b)可以看出在逆变桥第一主开关管S1的电流iS1降到零后经过一段时间关断，电压线性上升，所以逆变桥第一主开关管S1实现了ZVZCS关断。
逆变桥其它的第二主开关管S2、第三主开关管S3第四主开关管S4的开关动作情况与第一主开关管S1相同。
本实施例的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在其调制策略下的第一辅助开关管S5关断和开通时的的仿真波形如图11(a)和图11(b)所示，从图11(a)中可以看出第一辅助开关管S5开通前，电压vS5已经降到零，因此第一辅助开关管S5实现了ZVS开通；第一辅助开关管S5开通后，电流is5从零开始逐渐上升，所以第一辅助开关管S5实现了ZCS开通；从图11(b)中可以看出第一辅助开关管S5关断后，电压vS5从零开始逐渐上升，因此第一辅助开关管S5实现了ZVS关断，图中有一部分很小的交叠区域，此处实现的是准ZVS开通。
SCC辅助结构中第二辅助开关管S6的开关动作情况与第一辅助开关管S5相同。
本实施例的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器在其调制策略下的第一整流二极管DR1关断和开通时的仿真波形如图13(a)和图13(b)所示，从图13(a)中可以看出第一整流二极管DR1开通前，电压vDR1已经降到零，电流iDR1从零开始逐渐上升，所以第一整流二极管DR1实现了自然开通；从图13(b)中可以看出第一整流二极管DR1关断后，电压vDR1从零开始上升，因此第一整流二极管DR1实现了自然关断。
整流桥其它的第二整流二极管DR2、第三整流二极管DR3、第四整流二极管DR4的开关动作情况与第一整流二极管DR1相同。
综上所述，本发明与现有技术相比，具有以下优点：实现全桥变换器主开关管的ZCS开通和ZVZCS关断以及辅助开关管ZVZCS开通和ZVS关断，有效降低了大功率场合下高频变压器主开关管的关断损耗，减小了环流损耗，降低了主开关管的电流应力与整流二极管的电压应力；解决了整流二极管的反向恢复与寄生振荡问题；换流期间，电容串联在主电路中有效避免了全桥变换器的偏磁问题；降低了变换器的损耗，提高了变换效率。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明权利要求所限定的范围。

Claims (7)

1.一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器，其特征在于，包括：逆变桥、高频变压器、SCC辅助回路、整流网络、滤波电路、负载电路和直流电源；
所述逆变桥包括第一主开关管、第二主开关管、第三主开关管、第四主开关管以及四个二极管；所述第一主开关管的集电极分别连接直流电源的正极与第三主开关管的集电极，所述第一主开关管的发射极连接第二主开关管的集电极，所述第二主开关管的发射极分别连接直流电源的负极与第四主开关管的发射极，所述第四主开关管的集电极连接第三主开关管的发射极；所述第一主开关管至第四主开关管均反并联一个二极管；
所述高频变压器包括一次侧绕组与二次侧绕组，所述一次侧绕组的同名端与变换器一次侧谐振电感的一端连接，变换器一次侧谐振电感的另一端与第一主开关管的发射极连接，异名端与第三主开关管的发射极、第四主开关管的集电极连接，所述二次侧绕组同名端与SCC辅助回路连接，异名端与第三整流二极管阳极、第四整流二极管阴极连接；
所述SCC辅助回路包括第一辅助开关管、第二辅助开关管、第一辅助二极管、第二辅助二极管、辅助谐振电容；所述第一辅助开关管的集电极与高频变压器二次侧绕组的同名端及第一辅助二极管阴极连接，第一辅助开关管的发射极与第二辅助开关管发射极、第一辅助二极管阳极及第二辅助二极管阳极连接，所述第二辅助开关管集电极与第二辅助二极管阴极、第一整流二极管阳极、第二整流二极管阴极连接，所述辅助谐振电容一端连接第一辅助开关管集电极，另一端连接第二辅助开关管集电极；
所述整流网络包括第一整流二极管、第二整流二极管、第三整流二极管、第四整流二极管；所述第一整流二极管的阴极分别与第三整流二极管阴极及滤波电感一侧连接，第一整流二极管阳极与第二辅助开关管集电极、第二整流二极管阴极连接，所述第二整流二极管的阳极分别与第四整流二极管阳极及滤波电容一端连接，第四整流二极管阴极分别与第三整流二极管阳极及高频变压器异名端连接；
所述滤波电路包括滤波电感和滤波电容；所述滤波电感一端分别与第一整流二极管阴极及第三整流二极管阴极连接，另一端与滤波电容另一端连接，所述滤波电容的一端分别与第二整流二极管阳极及第四整流二极管阳极连接；
所述负载电路为电阻性负载，所述的电阻性负载与滤波电容并联；
所述直流电源的正极分别连接第一主开关管与第三主开关管的集电极，直流电源的负极分别连接第二主开关管与第四主开关管的发射极。
2.根据权利要求1所述的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器，其特征在于：在一个开关周期中有14种开关模式。
3.根据权利要求1所述的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器，其特征在于：所述高频变压器一次侧主开关管与高频变压器二次侧辅助开关管，均采用全控开关器件。
4.根据权利要求1所述的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器，其特征在于：所述高频变压器一次侧主开关管反并联的二极管、高频变压器二次侧辅助开关管的反并联二极管及整流桥中二极管均为快速恢复二极管或高频二极管。
5.根据权利要求1所述的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器，其特征在于：所述直流电源为直流电压源。
6.一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器调制策略，采用权利要求1中所述的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器实现，其特征在于，具体步骤为：
(1)逆变桥的第一主开关管和第二主开关管的相位互差180°电角度互补导通，第三主开关管和第四主开关管的相位互差180°电角度互补导通，各导通TS/2时间，TS为主开关管的开关周期，第一主开关管与第二主开关管、第三主开关管与第四主开关管的触发信号均为相位差180°电角度的带死区时间td的PWM信号；第一主开关管与第四主开关管同时开通与关断，第二主开关管与第三主开关管同时开通与关断；第一辅助开关管与第二辅助开关管互补导通，各导通TS/2时间，辅助开关管的触发信号为相位差180°电角度的PWM信号；第一辅助开关管关断后，第一主开关管和第四主开关管经过关断延时时间tδ关断，第二辅助开关管关断后，第二主开关管和第三主开关管经过关断延时时间tδ关断；当第一主开关管、第四主开关管、第一辅助开关管同时导通时，高频变压器一次侧电压等于Vin，当第二主开关管、第三主开关管、第二辅助开关管同时导通时，高频变压器一次侧电压等于-Vin；
(2)设计关断延时时间tδ的大小，使一次侧电流流经主开关管的反并联二极管的时间内关断主开关管，实现主开关管的ZCS关断。
7.根据权利要求6所述的一种基于开关电容器的全桥DC/DC变换器调制策略，其特征在于：所述的关断延时时间tδ满足的条件为：
Figure FDA0002605230070000021
其中，Io为负载电流值，Vin为直流电源电压值；NT为高频变压器变比值；Lr为变换器一次侧谐振电感，Cr为辅助谐振电容。
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