CN114759802A - 一种zvzcs全桥三电平dcdc变换器 - Google Patents

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田鑫
袁振华
李文升
杨立超
杨思
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Abstract

本发明涉及一种ZVZCS全桥三电平DCDC变换器，所述变换器包括：依次连接的全桥三电平逆变电路、变压器模块和整流滤波电路；所述全桥三电平逆变电路中的每个开关管上均并联有开关电容；所述变压器模块中的变压器的原边侧串联有电感Lr。本发明在变换器的开关管上并联开关电容，在变压器的原边侧串联电感Lr，电感Lr和变压器漏感一起形成谐振电感，利用谐振电感和开关电容使变换器能实现软开关，形成的零电压零电流开关的变换器结构，可减少开关损耗。

Description

一种ZVZCS全桥三电平DCDC变换器
技术领域
本发明涉及直流电网技术领域，特别是涉及一种ZVZCS全桥三电平DCDC变换器。
背景技术
相比于交流风电场，全直流风电场平台体积小，安全稳定性更高，在全直流风电场中用于风机直流并网的汇集DC/DC变换器发挥着至关重要的作用。
基于中频变压器的全桥三电平DC/DC变换器传输容量大、电压增益高、具备电气隔离功能，非常适合用于作为风机直流并网的汇集DC/DC变换器，但是目前关于实现全桥三电平DC/DC变换器软开关的方法还鲜有报道，由于变换器的工作频率高，功率器件的开关损耗大，占变换器功率损耗的很大部分，亟需研究能够实现软开关的变换器，以减小变换器的开关损耗。
发明内容
有鉴于此，本发明提供了一种ZVZCS全桥三电平DCDC变换器，以提供一种能够实现软开关的变换器，以减小变换器的开关损耗。
为实现上述目的，本发明提供了如下方案：
一种ZVZCS全桥三电平DCDC变换器，所述变换器包括：依次连接的全桥三电平逆变电路、变压器模块和整流滤波电路；
所述全桥三电平逆变电路中的每个开关管上均并联有开关电容；
所述变压器模块中的变压器的原边侧串联有电感Lr。
可选的，所述全桥三电平逆变电路包括电容C1、电容C2、二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S6、开关管S7、开关管S8、开关电容Cs1、开关电容Cs2、开关电容Cs3、开关电容Cs4、开关电容Cs5、开关电容Cs6、开关电容Cs7和开关电容Cs8；
所述电容C1的一端与输入直流电的正极端连接，所述电容C1的另一端与所述电容C2的一端连接，所述电容C2的另一端与输入直流电的负极端连接；
所述开关管S1的输出端与所述开关管S2的输入端连接得到第一上桥臂；
所述开关管S3的输出端与所述开关管S4的输入端连接得到第一下桥臂；
所述开关管S5的输出端与所述开关管S6的输入端连接得到第二上桥臂；
所述开关管S7的输出端与所述开关管S8的输入端连接得到第二下桥臂；
所述第一上桥臂和所述第一下桥臂串联连接在输入直流电的正极端和负极端之间；所述第一上桥臂和所述第一下桥臂串联连接的线路上引出所述全桥三电平逆变电路的第一输出端；
所述第二上桥臂和所述第二下桥臂串联连接在输入直流电的正极端和负极端之间；所述第二上桥臂和所述第二下桥臂串联连接的线路上引出所述全桥三电平逆变电路的第二输出端；
所述开关电容Cs1、所述开关电容Cs2、所述开关电容Cs3、所述开关电容Cs4、所述开关电容Cs5、所述开关电容Cs6、所述开关电容Cs7和所述开关电容Cs8分别与所述开关管S1、所述开关管S2、所述开关管S3、所述开关管S4、所述开关管S5、所述开关管S6、所述开关管S7和所述开关管S8并联；
所述二极管D1的阴极端连接在所述开关管S1的输出端与所述开关管S2的输入端之间的线路上；
所述二极管D2的阳极端连接在所述开关管S3的输出端与所述开关管S4的输入端之间的线路上；
所述二极管D3的阴极端连接在所述开关管S5的输出端与所述开关管S6的输入端之间的线路上；
所述二极管D4的阳极端连接在所述开关管S7的输出端与所述开关管S8的输入端之间的线路上；
所述二极管D1的阳极端、所述二极管D2的阴极端、所述二极管D3的阳极端、所述二极管D4的阴极端均连接在所述电容C1的另一端与所述电容C2的一端之间的线路上。
可选的，所述变压器模块包括电感Lr和变压器；
所述全桥三电平逆变电路的第一输出端与所述电感Lr的一端连接，所述电感Lr的另一端与所述变压器的原边的一端连接；
所述全桥三电平逆变电路的第二输出端与所述变压器的原边的另一端连接；
所述变压器的副边的两端分别与所述整流滤波电路的整流桥的两个输入端连接。
可选的，所述全桥三电平逆变电路采用双占空比调制策略进行控制。
可选的，开关管S1与开关管S4的导通占空比为d1；
开关管S5与开关管S8的导通占空比为d2；
开关管S3与开关管S4的导通占空比为1-d1-Δd，其中，Δd为死区占空比；
开关管S7与开关管S6的导通占空比为1-d2-Δd。
可选的，所述整流滤波电路包括整流桥和滤波电容Cd，所述滤波电容Cd的两端分别连接所述整流桥的正极输出端和负极输出端。
可选的，所述变换器的工作模式包括连续导通模式(Continuous ConductionMode，CCM)和非连续导通模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)。
根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：
本发明公开一种ZVZCS全桥三电平DCDC变换器，所述变换器包括：依次连接的全桥三电平逆变电路、变压器模块和整流滤波电路；所述全桥三电平逆变电路中的每个开关管上均并联有开关电容；所述变压器模块中的变压器的原边侧串联有电感Lr。本发明在变换器的开关管上并联开关电容，在变压器的原边侧串联电感，将其与变压器的漏感一起形成谐振电感，利用谐振电感和开关电容使变换器能实现软开关，形成的零电压零电流开关的变换器结构，可减少开关损耗。
此外本发明通过对变换器结构的研究，提供了一种进包含整流桥和滤波电容，不带滤波电感的整流滤波电路，实现了变换器的轻量化。
此外本发明还在改进变换器结构后结合双占空比调制策略，实现变换器软开关控制，减小变换器的开关损耗。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术行人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例1提供的一种ZVZCS全桥三电平DCDC变换器的结构示意图；
图2为本发明实施例1提供的双占空比调制策略的时序图；
图3为本发明实施例1提供的变换器在CCM导通模式下的工作波形图；
图4为本发明实施例1提供的变换器在CCM导通模式下的不同工作阶段的导通状态图；
图5为本发明实施例1提供的变换器在DCM导通模式下的工作波形图；
图6为本发明实施例1提供的变换器在DCM导通模式下的不同工作阶段的导通状态图；
图7为本发明实施例2提供的变换器在CCM导通模式下的电感Lr的电流的仿真波形图；
图8为本发明实施例2提供的变换器在CCM导通模式下的开关状态图；
图9为本发明实施例2提供的变换器在DCM导通模式下的电感Lr的电流的仿真波形图；
图10为本发明实施例2提供的变换器在DCM导通模式下的开关状态图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术行人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明的目的是提供一种ZVZCS全桥三电平DCDC变换器，以提供一种能够实现软开关的变换器，以减小变换器的开关损耗。
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
如图1所示，本发明提供一种ZVZCS全桥三电平DCDC变换器，所述变换器包括：依次连接的全桥三电平逆变电路、变压器模块和整流滤波电路；所述全桥三电平逆变电路中的每个开关管上均并联有开关电容；所述变压器模块中的变压器的原边侧串联有电感Lr。
其中，所述全桥三电平逆变电路包括电容C1、电容C2、二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S6、开关管S7、开关管S8、开关电容Cs1、开关电容Cs2、开关电容Cs3、开关电容Cs4、开关电容Cs5、开关电容Cs6、开关电容Cs7和开关电容Cs8；所述电容C1的一端与输入直流电的正极端连接，所述电容C1的另一端与所述电容C2的一端连接，所述电容C2的另一端与输入直流电的负极端连接；所述开关管S1的输出端与所述开关管S2的输入端连接得到第一上桥臂；所述开关管S3的输出端与所述开关管S4的输入端连接得到第一下桥臂；所述开关管S5的输出端与所述开关管S6的输入端连接得到第二上桥臂；所述开关管S7的输出端与所述开关管S8的输入端连接得到第二下桥臂；所述第一上桥臂和所述第一下桥臂串联连接在输入直流电的正极端和负极端之间；所述第一上桥臂和所述第一下桥臂串联连接的线路上引出所述全桥三电平逆变电路的第一输出端；所述第二上桥臂和所述第二下桥臂串联连接在输入直流电的正极端和负极端之间；所述第二上桥臂和所述第二下桥臂串联连接的线路上引出所述全桥三电平逆变电路的第二输出端；所述开关电容Cs1、所述开关电容Cs2、所述开关电容Cs3、所述开关电容Cs4、所述开关电容Cs5、所述开关电容Cs6、所述开关电容Cs7和所述开关电容Cs8分别与所述开关管S1、所述开关管S2、所述开关管S3、所述开关管S4、所述开关管S5、所述开关管S6、所述开关管S7和所述开关管S8并联；所述二极管D1的阴极端连接在所述开关管S1的输出端与所述开关管S2的输入端之间的线路上；所述二极管D2的阳极端连接在所述开关管S3的输出端与所述开关管S4的输入端之间的线路上；所述二极管D3的阴极端连接在所述开关管S5的输出端与所述开关管S6的输入端之间的线路上；所述二极管D4的阳极端连接在所述开关管S7的输出端与所述开关管S8的输入端之间的线路上；所述二极管D1的阳极端、所述二极管D2的阴极端、所述二极管D3的阳极端、所述二极管D4的阴极端均连接在所述电容C1的另一端与所述电容C2的一端之间的线路上。
所述变压器模块包括电感Lr和变压器；所述全桥三电平逆变电路的第一输出端与所述电感Lr的一端连接，所述电感Lr的另一端与所述变压器的原边的一端连接；所述全桥三电平逆变电路的第二输出端与所述变压器的原边的另一端连接；所述变压器的副边的两端分别与所述整流滤波电路的整流桥的两个输入端连接。
所述整流滤波电路包括整流桥和滤波电容Cd，所述滤波电容Cd的两端分别连接所述整流桥的正极输出端和负极输出端。
本发明实施例中的变换器在变换器的开关管上并联开关电容Csi(i＝1,2,3…8)，在变压器的原边侧串联电感Lr，将其与变压器漏感一起形成谐振电感，利用谐振电感和开关电容使变换器能实现软开关。而且本发明的整流滤波电路中省去了滤波电感，减少了体积，实现了变换器的轻量化。
本发明的ZVZCS全桥三电平DC/DC变换器相比于传统全桥三电平DC/DC变换器，降低了变换器的体积，实现了变换器开关器件的软开关，降低了变换器的开关损耗。
为了能使全桥三电平逆变电路输出电压对称并且减小变换器的开关损耗，本发明提出了采用双占空比调制策略对全桥三电平逆变电路进行控制，全桥三电平逆变电路中的8个开关管的触发脉冲G1-G8和产生的逆变电压uAB如图2所示。
图2中ds1～ds8为开关管S1～S8一个周期内的导通占空比，T为开关周期，Udc为变换器输入电压，为了使得电压uAB波形对称并且抑制变换器中点电位偏移，使ds1＝ds4＝d1,ds5＝ds8＝d2，并且由于S3和S1，S2和S4，S7和S5，S6和S8在一个开关周期内互补导通，在互补开关管之间留有一定死区时间后可以得到其余四个开关管的导通占空比ds3、ds2、ds7、ds6。
相比于正弦波脉宽调制(SPWM)、空间矢量调制(SVPWM)和多电平载波PWM调制方式，双占空比调制策略可以使得开关频率和变压器的工作频率相等，从而显著降低开关管的开关损耗，产生的逆变电压波形对称并且可有效抑制变换器中点电位的偏移。
按照流过电感Lr的电流iLr是否出现断续，DC/DC变换器的工作模式可以分为连续导通模式(CCM)和非连续导通模式(DCM)。
1、变换器CCM模式工作原理
在中高风速变换器传输功率较高时，变换器处于CCM模式，此时变换器的工作波形如图3所示，其中i1为变换器输入电流，iLr为电感Lr上流过的电流。
由图3可知，变换器在CCM模式一共有18个工作阶段，由于变换器在前半个周期和后半个周期的工作过程对称，取前半个周期(电流iLr正向)的9个工作阶段进行分析，对应的电路如图4所示，图4中的(a)-(e)分别为变换器在CCM导通模式下的阶段1至阶段9的导通状态图。
阶段1[t0-t1]:如图4中的(a)所示，开关管S1、S2、S7和S8导通，逆变器输出电压uAB＝Udc，电流iLr经中频变压器和二极管D5、D8流向中压直流电网，再经开关管S7、S8返回输入侧。
阶段2[t1～t2]：此阶段为S8关断至S6开通之间的死区时间，如图4中的(b)所示，在t1时刻，关断S8，此时iLr给Cs8充电，同时对Cs5和Cs6进行放电，Cs5和Cs6上的电压降低至1/4Udc，由于Cs5、Cs6和Cs8的存在，S8近似实现零电压关断，该时段认为电流iLr近似不变。
阶段3[t2～t3]:如图4中的(c)所示，在t2时刻，开通S6，由于此时S6上并没有电流通过，因此S6实现零电流开通。逆变器输出电压uAB＝1/2Udc，电流iLr经中频变压器和二极管D5、D8流向中压直流电网，再经开关管S7和二极管D4向电容C2充电。
阶段4[t3～t4]:此阶段为S1关断至S3开通之间的死区时间，如图4中的(d)所示，在t3时刻，关断S1，此时iLr给Cs1充电，同时对Cs3和Cs4进行放电，Cs3和Cs4上的电压降低至1/4Udc，由于Cs1、Cs3和Cs4的存在，S1近似实现零电压关断，该时段认为电流iLr近似不变。
阶段5[t4～t5]:如图4中的(e)所示，在t4时刻，S3开通，由于此时S3上并没有电流通过，因此S3实现零电流开通。逆变器输出电压uAB＝0，电流iLr经中频变压器和二极管D5、D8流向中压直流电网，再经开关管S7和二极管D4返回，变换器内部构成电流回路。
阶段6[t5～t6]:此阶段为S2关断至S4开通之间的死区时间，如图4中的(f)所示，在t5时刻，关断S2，此时iLr给Cs2充电，同时对Cs4进行放电，Cs4上的电压降低至0，由于Cs2、Cs4的存在，S2近似实现零电压关断，该时段认为电流iLr近似不变。
阶段7[t6-t7]:如图4中的(g)所示，在t4时刻，S4开通，由于电流iLr流过S4的续流二极管，开关S4实现零电压开通，此时段开关管S3、S4、S6和S7导通，逆变器输出电压uAB＝-1/2Udc，电流iLr流过S3、S4的续流二极管，经中频变压器和二极管D5、D8流向中压直流电网，再经S7和D4向电容C2充电。S4实现零电压开通的条件为S2关断至S4开通之间的死区时间大于Cs2充电和Cs4放电的时间。
阶段8[t7～t8]:此阶段为S7关断至S5开通之间的死区时间，如图4中的(h)所示，在t7时刻，关断S7，此时iLr给Cs7充电，同时对Cs5进行放电，Cs5上的电压降低至0，由于Cs5、Cs7的存在，S7近似实现零电压关断，该时段认为电流iLr近似不变。
阶段9[t8-t9]:如图4中的(i)所示，在t8时刻，S5开通，由于电流iLr流过S5的续流二极管，开关S5实现零电压开通，此时段开关管S3、S4、S5和S6导通，逆变器输出电压uAB＝-Udc，电流iLr流过S3、S4的续流二极管，经中频变压器和二极管D5、D8流向中压直流电网，再经S5和S6的续流二极管返回输入侧。S5实现零电压开通的条件为S5关断至S7开通之间的死区时间大于Cs5充电和Cs7放电的时间。
通过上述各开关时段的分析可知，在CCM模式电流iLr正向过程中，开关管S3和S6可以实现零电流开通，开关管S4和S5可以实现零电压开通，同理在电流iLr反向过程中，开关管S2和S7可以实现零电流开通，开关管S1和S8可以实现零电压开通。至此在CCM模式下，逆变器的4个外部开关管(S1、S4、S5、S8)实现零电压开通，逆变器的4个内部开关管(S2、S3、S6、S7)实现零电流开通，此外所有开关管均可实现零电压关断，因此变换器的开关损耗显著减小，提高了变换器的传输效率。
2、变换器DCM工作模式原理
在低风速变换器传输功率较低时，电流iLr出现断续，变换器处于DCM模式，此时变换器的工作波形如图5所示。
由图5可知，变换器一共有12个工作阶段，由于变换器在前半个周期和后半个周期的工作过程对称，取前半个周期(电流iLr正向)进行分析，并且DCM模式下变换器的工作时段t0～t5与CCM模式的分析过程相同，在此不再赘述，下面对t5～t9工作时段进行分析。图6中的(a)和(b)分别为变换器在DCM导通模式下的阶段6和阶段8的导通状态图。
阶段6[t5～t6]:如图6中的(a)所示，在t5时刻，电流iLr下降至励磁电流im(接近为0)，逆变器的输出电压为0，此时电流iLr不足以向中压直流电网送电，整流侧二极管D5和D8实现了零电流关断，减小了二极管的关断损耗，由输出电容Cd向中压直流电网送电。
阶段7[t6～t7]:该时段为S2关断至S4开通之间的死区时间，由于电流iLr接近为0，因此开关S2可以实现零电流关断，开关S4也可以实现零电流开通，减小了开关损耗。
阶段8[t7～t8]:如图6中的(b)所示，在该时间段内逆变器的输出电压为-Udc/2，电流iLr依然为励磁电流im，由输出电容Cd向中压直流电网送电。
阶段9[t8～t9]:该时段为S7关断至S5开通之间的死区时间，由于电流iLr仍然接近为0，因此开关S7可以实现零电流关断，开关S5也可以实现零电流开通，减小了开关损耗。
通过上述各开关时段的分析可知，在DCM模式电流iLr正向过程中，开关管S3、S4、S5和S6均可以实现零电流开通，开关管S2和S7可以实现零电流关断，同理在电流iLr反向过程中，开关管S1、S2、S7和S8也可以实现零电流开通，开关管S3和S6可以实现零电流关断。至此在DCM模式下，逆变器的8个开关管(S1～S8)均可以实现零电流开通，开关管S2、S3、S6和S7零电流关断，开关管S1、S4、S5和S8可以实现零电压关断，此外由于电流iLr断续，整流侧的4个二极管均可以实现零电流开通关断，因此变换器的开关损耗显著减小，提高了变换器的传输效率。
实施例2
本发明实施例2利用Matlab/Simulink搭建如图1所示的DC/DC变换器的仿真模型，通过仿真验证双占空比调制策略的有效性和变换器软开关过程分析的正确性。设计DC/DC变换器的输入电压Udc为6000V，变换器的输出电压Uo为30kV，变换器的工作周期T为1ms，变压器的变比N为7.5，变换器的电感Lr为0.308mH，输出电容Cd为1mF，为了使变换器输入电压畸变率尽量小，设计占空比d1为0.4286。
设计变换器输入功率分别为5MW和3MW，观察记录逆变器开关管的电压电流和整流桥二极管的电流情况，验证开关器件是否可以实现软开关。
1、CCM模式
如图7所示，当变换器传输功率为5MW时，电感Lr的电流iLr连续，变换器工作在CCM模式下，电流iLr仿真波形与原理波形一致。
CCM模式下，逆变器开关管的脉冲、电压和电流情况以及整流桥二极管的电流情况如图8所示，图8中的(a)-(d)分别为变换器在CCM导通模式下的开关管S1-S4的开关状态图，图8中的(e)为变换器在CCM导通模式下的整流桥中的二极管D5-D8的电流波形图。
如图8中的(a)至(d)所示，开关管S1和S4实现了零电压开通，开关管S2和S3实现了零电流开通，开关管S1至S4均实现了近似零电压关断，而开关管S5至S8的情况和开关管S1至S4的情况对应相同，不再重复给出。如图8(e)所示，整流桥二极管D5-D8均续流到零，显著降低了开关损耗。
2、DCM模式
如图9所示，当变换器传输功率为2.5MW时，电感Lr的电流iLr断续，变换器工作在DCM模式下，电流iLr仿真波形与原理波形一致。
DCM模式下，逆变器开关管的脉冲、电压和电流情况以及整流桥二极管的电流情况如图10所示，图10中的(a)-(d)分别为变换器在DCM导通模式下的开关管S1-S4的开关状态图，图10中的(e)为变换器在DCM导通模式下的整流桥中的二极管D5-D8的电流波形图。
如图10中的(a)至(d)所示，开关管S1-S4实现了零电流开通，开关管S2和S3实现了零电流关断，开关管S1和S4实现了近似零电压关断，而开关管S5至S8的情况和开关管S1至S4的情况对应相同，不再重复给出。如图10中的(e)所示，整流桥的二极管D5-D8流过的电流出现断续，D5-D8实现了零电流开通和关断，显著降低了开关损耗。
3、器件软开关实现情况总结
将DC/DC变换器CCM模式和DCM模式下逆变器开关管S1-S8和整流桥二极管D5-D8的开关情况整理如表1所示。
表1仿真结果对比表
Figure BDA0003661141150000111
由表1可以看出，变换器在CCM模式下，开关管S1-S8可以实现零电压/零电流开通，零电压关断，在DCM模式下，开关管S1-S8可以实现零电流开通，零电流/零电压关断；二极管D5-D8在CCM和DCM模式下均可实现零电流开通关断。因此整个变换器的开关损耗得到显著的降低，提高了变换器的传输效率。
本发明有以下优点：
(1)ZVZCS全桥三电平DC/DC变换器体积更小，重量更轻，适用于远海直流风电场。
(2)可以实现额定运行和轻载情况下逆变器开关管和整流桥二极管的零电压/零电流开关，显著降低了变换器的开关损耗，提高了变换器的传输效率。
产生上述优点的原因：
(1)省去了变换器高压直流输出侧滤波电感，降低了变换器的体积。
(2)在逆变器开关管上并联电容，在变压器原边侧串联电感，将其与变压器漏感一起形成谐振电感，基于双占空比的调制策略，利用谐振电感和开关电容实现器件的软开关。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。
本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术行人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (7)

1.一种ZVZCS全桥三电平DCDC变换器，其特征在于，所述变换器包括：依次连接的全桥三电平逆变电路、变压器模块和整流滤波电路；
所述全桥三电平逆变电路中的每个开关管上均并联有开关电容；
所述变压器模块中的变压器的原边侧串联有电感Lr。
2.根据权利要求1所述的ZVZCS全桥三电平DCDC变换器，其特征在于，所述全桥三电平逆变电路包括电容C1、电容C2、二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S6、开关管S7、开关管S8、开关电容Cs1、开关电容Cs2、开关电容Cs3、开关电容Cs4、开关电容Cs5、开关电容Cs6、开关电容Cs7和开关电容Cs8；
所述电容C1的一端与输入直流电的正极端连接，所述电容C1的另一端与所述电容C2的一端连接，所述电容C2的另一端与输入直流电的负极端连接；
所述开关管S1的输出端与所述开关管S2的输入端连接得到第一上桥臂；
所述开关管S3的输出端与所述开关管S4的输入端连接得到第一下桥臂；
所述开关管S5的输出端与所述开关管S6的输入端连接得到第二上桥臂；
所述开关管S7的输出端与所述开关管S8的输入端连接得到第二下桥臂；
所述第一上桥臂和所述第一下桥臂串联连接在输入直流电的正极端和负极端之间；所述第一上桥臂和所述第一下桥臂串联连接的线路上引出所述全桥三电平逆变电路的第一输出端；
所述第二上桥臂和所述第二下桥臂串联连接在输入直流电的正极端和负极端之间；所述第二上桥臂和所述第二下桥臂串联连接的线路上引出所述全桥三电平逆变电路的第二输出端；
所述开关电容Cs1、所述开关电容Cs2、所述开关电容Cs3、所述开关电容Cs4、所述开关电容Cs5、所述开关电容Cs6、所述开关电容Cs7和所述开关电容Cs8分别与所述开关管S1、所述开关管S2、所述开关管S3、所述开关管S4、所述开关管S5、所述开关管S6、所述开关管S7和所述开关管S8并联；
所述二极管D1的阴极端连接在所述开关管S1的输出端与所述开关管S2的输入端之间的线路上；
所述二极管D2的阳极端连接在所述开关管S3的输出端与所述开关管S4的输入端之间的线路上；
所述二极管D3的阴极端连接在所述开关管S5的输出端与所述开关管S6的输入端之间的线路上；
所述二极管D4的阳极端连接在所述开关管S7的输出端与所述开关管S8的输入端之间的线路上；
所述二极管D1的阳极端、所述二极管D2的阴极端、所述二极管D3的阳极端、所述二极管D4的阴极端均连接在所述电容C1的另一端与所述电容C2的一端之间的线路上。
3.根据权利要求1或2所述的ZVZCS全桥三电平DCDC变换器，其特征在于，所述变压器模块包括电感Lr和变压器；
所述全桥三电平逆变电路的第一输出端与所述电感Lr的一端连接，所述电感Lr的另一端与所述变压器的原边的一端连接；
所述全桥三电平逆变电路的第二输出端与所述变压器的原边的另一端连接；
所述变压器的副边的两端分别与所述整流滤波电路的整流桥的两个输入端连接。
4.根据权利要求2所述的ZVZCS全桥三电平DCDC变换器，其特征在于，所述全桥三电平逆变电路采用双占空比调制策略进行控制。
5.根据权利要求2所述的ZVZCS全桥三电平DCDC变换器，其特征在于，
开关管S1与开关管S4的导通占空比为d1；
开关管S5与开关管S8的导通占空比为d2；
开关管S3与开关管S4的导通占空比为1-d1-Δd，其中，Δd为死区占空比；
开关管S7与开关管S6的导通占空比为1-d2-Δd。
6.根据权利要求1所述的ZVZCS全桥三电平DCDC变换器，其特征在于，所述整流滤波电路包括整流桥和滤波电容Cd，所述滤波电容Cd的两端分别连接所述整流桥的正极输出端和负极输出端。
7.根据权利要求1所述的ZVZCS全桥三电平DCDC变换器，其特征在于，所述变换器的工作模式包括连续导通模式和非连续导通模式。
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