CN115664223A - 一种准z源全桥变换器和控制方法 - Google Patents

Abstract

本申请实施例提供一种准Z源全桥变换器和控制方法。该变换器包括主变换器和副变换器，其中，主变换器和副变换器的输入并联、输出串联；主变换器包括准Z源电路、全桥逆变电路、第一变压器和整流桥，准Z源电路和全桥逆变电路位于第一变压器的原边，整流桥位于第一变压器的副边，主变换器用于控制准Z源全桥变换器的电压增益；所述副变换器用于控制电压输出以获得稳定的电压传输波形，采用本申请实施例，能够在实现高增益的同时，降低后级电路中器件的应力，且能够减少电路中的元件数量，降低建模的难度，使变换器的控制设计更为简单。

Description

一种准Z源全桥变换器和控制方法

技术领域

本申请涉及变换器技术领域，尤其涉及一种准Z源全桥变换器和控制方法。

背景技术

在目前的工业生产中，芯片是在硅片上刻蚀电路而成的，其过程为等离子飞向硅片并附着在硅片上形成电路，为了提高精细度，就需要将硅片固定，给等离子提供稳定的靶。目前常用的方法是利用库仑力吸附高压电路，即利用高压电路产生的电场，将硅片固定住，因此需要高增益的变换器，实现24V至上千伏的高升压。

在各种类型的高增益的变换器中，Z源变换器因其电压增益高，功率变换级数少的优点是较为符合生产需求的，且Z源变换器中的准Z源拓扑具有高电压增益，特别是在用于逆变前级的时候，能够工作在开关管直通和关断的状态下，保证了逆变的安全性和可靠性。

但是单纯由准Z源拓扑控制电压增益，很难实现24V至上千伏的高升压，而想要提高电压增益可用的方法有级联、添加升压单元及耦合电感等，但使用级联这种方式的过程中，经过多次能量转换会导致后级电路中器件应力过大，而升压单元如开关电感、开关电容的引入会增加电路中的元件数量，给变换器建模带来难度，使得控制设计更为复杂。

发明内容

本申请实施例提供一种准Z源全桥变换器和控制方法，能够实现高增益的同时，减缓因级联导致后级电路中器件应力过大，且使变换器的控制设计更为简单。

第一方面，本申请实施例提供了一种准Z源全桥变换器，所述变换器包括：主变换器和副变换器，其中，所述主变换器和副变换器的输入并联、输出串联；所述主变换器包括准Z源电路、全桥逆变电路、第一变压器和整流桥，所述准Z源电路和全桥逆变电路位于所述第一变压器的原边，所述整流桥位于所述第一变压器的副边，所述主变换器用于控制准Z源全桥变换器的电压增益；所述副变换器用于控制电压输出以获得稳定的电压传输波形。

该变换器主要采用拓扑叠加的模式来实现高增益和控制难度的降低，值得说明的是，所述主变换器用来进行能量的传输，实现高增益，因此，所述主变换器的拓扑结构设置的较为简单，且能量传输的效率较高，所述副变换器用于实现波形的控制，简单的来说，就是通过控制副变换器的开关来控制整个变换器的电压输出，因此，所述副变换器的功率相对较低，但即使器件多，效率低也不影响总体的效率；主副变换器采用的叠加构造方法是IPOS（input parallel output series）输入并联输出串联，上述均是叠加拓扑时需要注意和修改的重点，这样的结构也是实现超高升压和其他效果的关键。

具体的，主变换器包括准Z源电路、全桥逆变电路、第一变压器和整流桥，其中，所述准Z源电路由于阻抗网络的存在，具有较强的升压能力，适用于输出电压变化范围较大的场合，其升压关键在于逆变桥臂的直通，由于阻抗网络的特殊结构，在直通时，可以避免一条支路上的开关全闭合后产生大电流而对电源和电路元件造成损坏，而且利用直通状态下内部元器件的储能，在非直通状态下，在直流电源的基础上，添加元器件内部的储能，以达到提升输出电压的效果。

在常规全桥变换器中，为了防止桥臂上下两个功率开关管在换流时发生直通现象导致短路或损坏功率开关，所以需要在上下桥臂开通关断时间加入一段死区时间以保证系统的运行安全。增大死区时间，可以提高全桥变换器的可靠性，但是会带来输出波形的失真以及降低输出效率。因此，对于常规全桥变换器，在不导致输出短路和损坏开关管的前提下，死区时间越短越好。而本变换器中的主变换器，由于准 Z 源阻抗网络的存在，在全桥逆变侧允许直通现象的产生，直通状态对于准 Z 源全桥直流变换器而言，已经成为了一种正常的工作状态，因此不需要设置死区时间，与常规全桥直流变换器相比，本准 Z 源全桥变换器可以大大地减小全桥逆变侧输出波形的畸变，从而提高系统的输出电能质量。

通过准Z源电路和全桥逆变电路主要通过控制开关管的导通和直通，将升压的电流传输至第一变压器的原边，通过所述第一变压器对所述升压的电流进行再次增益，以实现高升压，再通过所述整流桥对电流进行滤波和整流。

在上述构造当中，所述全桥逆变电路中存在多个开关，通过控制所述多个开关的直通和导通来进行电压输出的控制是较为困难的，且会给主变换器和后级结构中的器件带来较高的应力，因此主变换器主要进行能量传输，这也就代表着，副变换器需要承担控制电压输出的任务，且副变换器的控制应比主变换器的控制方法更简单，结构更简单，以及需含有变压器。

在第一方面的又一种可能的实施方式中，所述副变换器为反激变换器。

值得说明的是，反激变换器包括一个变压器，所述变压器起着储能元件的作用，因此，所述变压器可以看作是一对相互耦合的电感，根据变压器激磁绕的电感电流连续情况可分为三种工作模式：电流连续模式、电流临界模式和电流断续模式。上述三种模式分别代表着反激电路中存在三种不同的工作波形。

在第一方面的又一种可能的实施方式中，所述准Z源电路包括第一电感、第二电感、第一开关电容、第二开关电容和第一二极管；所述全桥逆变电路包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管；所述副变换器包括第二变压器、第三开关电容、第五开关管、第六二极管和第二输出电容。

具体的，所述主变换器和副变换器均连接输入电压源和负载电阻，所述输入电压源的正极分别与所述第一电感第一端、所述第三开关电容的正极和所述第二变压器的原边同名端连接，所述第一电感第二端与所述第一二极管的正极、所述第一开关电容的负极连接，所述第一二极管的负极与所述第二电感的第一端、所述第二开关电容的正极连接，所述第一开关电容的正极分别与所述第二电感的第二端、所述第一开关管的漏极、所述第二开关管的漏极相连；

所述第一开关管的源极和所述第三开关管的漏极连接所述第一变压器的原边同名端，所述第二开关管的源极与所述第四开关管的漏极连接所述第一变压器的原边非同名端，所述第一开关管的漏极与第二开关管的漏极相连；

所述输入电压源的负极分别与所述第二开关电容的负极、所述第三开关管的漏极、所述第四开关管的漏极、所述第三开关电容的负极、所述第五开关管的源极相连，所述第五开关管的漏极与所述第二变压器的原边的非同名端相连，所述第二变压器的副边的同名端与所述第二输出电容的负极相连，所述第二变压器的副边的非同名端与所述第六二极管的正极相连，所述第六二极管的负极与所述第二输出电容的正极相连；

所述第二输出电容的正极与所述整流桥的第二端相连，所述整流桥的第一端与所述负载电阻的正极相连，所述第二输出电容的负极与所述负载电阻的负极相连。

在上述结构中，准Z源电路的输入侧存在电感，即所述第一电感和所述第二电感，由于电感的滤波作用，可以有效地减小输出电压纹波；全桥逆变电路的全桥结构用于将直流转换成交流电供给所述第一变压器的原边。在实际应用的过程中，半桥也可以实现DC-AC，即将直流电转换成交流电的效果，但是由于超高升压，使用半桥的拓扑结构会使器件的电压应力会过高，且单个开关无法实现DC-AC的效果。

需要说明的是，应用上述的主变换器的相应结构可以实现以下特性：

1、输入电流连续，电感L₁的作用保证其输入电流连续；

2、由于阻抗网络的存在，其工作状态存在一个特殊直通状态，不但有效改善可靠性，并且引入灵活升压能力，可在高频变压器匝比基准上进行二次升压控制；

3、无源器件电压应力较低。传统Z源网络结构对称，电容耐受同等电压；但所述主变换器中的第二输出电容电压应力较小；

4、准Z源网络，输入端与输出端为共地结构，易于装配，降低电磁EMI干扰。

在第一方面的又一种可能的实施方式中，所述整流桥包括第二二极管、第三二极管、第四二极管、第五二极管和第一输出电容，所述整流桥的第一端为所述第二二极管的负极、所述第三二极管的负极和所述第一输出电容的正极的连接端，所述整流桥的第二端为所述第四二极管的正极、所述第五二极管的正极和所述第一输出电容的负极的连接端；

其中，所述第一变压器的副边的同名端与所述第二二极管的正极相连，所述第二二极管的负极与所述第三二极管的负极和所述第一输出电容的正极相连，所述第二二极管的正极连接所述第四二极管的负极，所述第三二极管的正极连接所述第五二极管的负极，所述第五二极管的正极与所述第四二极管的正极和所述第一输出电容的负极连接，所述第一变压器的副边的非同名端分别与所述第三二极管的正极和所述第五二极管的负极相连。

在上述构造当中，第二二极管、第三二极管、第四二极管、第五二极管用于进行整流，第一输出电容用于进行滤波。

在第一方面的又一种可能的实施方式中，所述第六二极管的负极还与所述第一输出电容的负极、所述第四二极管的正极、所述第五二极管的正极相连。

在第一方面的又一种可能的实施方式中，所述全桥逆变电路包括4个逆变桥臂，所述逆变桥臂包括开关管和二极管；

在主变换器处于直通状态时，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管、所述第四开关管均处于导通状态，所述逆变桥臂短路，所述第一变压器无电流流过，所述输入电压源和所述第二开关电容共同为所述第一电感充电，所述第一开关电容为所述第二电感充电，所述第一二极管反向截止，所述第一输出电容为负载电阻供电，保持输出电压恒定；

在主变换器处于非直通状态时，所述第一开关管和所述第四开关管导通，或，所述第二开关管和所述第三开关管导通时，所述全桥逆变电路处于逆变状态，所述第一变压器存在电流流过，所述整流桥用于对所述电流进行整流，当所述第一开关管和所述第四开关管导通时，所述第一二极管导通，所述输入电压源和所述第一电感共同为所述第二开关电容充电，所述第二电感为所述第二开关电容充电，所述第二二极管、所述第五二极管导通，所述输入电压源、所述第一电感和所述第二电感经过所述第一变压器为所述第一输出电容和所述负载电阻供电。

上述构造与传统 Z 源变换器相比，在输入侧加入了第一二极管，所述第一二极管用于为防止直通状态时电流回流损坏开关器件的现象的产生。

在第一方面的又一种可能的实施方式中，在副变换器处于连续模式时，所述第五开关管开通后，所述第六二极管处于断态，所述第二变压器的原边绕组电流线性增长，所述第二输出电容向负载电阻供电；

在副变换器处于连续模式时，所述第五开关管关断后，所述第二变压器的原边绕组电流被切断，第二变压器通过副边绕组和第六二极管向负载电阻供电。

在一般拓扑电路中，变压器实现了原副边电压的变换以及功率的传输。而反激变换器中，变压器不再起到纯粹的电压变换通道作用，而是类似一对耦合的电感，这也就代表着，反激变换器中的变压器起着储能器件的作用。断续模式下反激变换器的工作模式分为三个阶段：

第一阶段：原边存储能量，副边截止；

第二阶段：原边关断，副边绕组释能；

第三阶段：电容向负载供电。

在第一阶段，输入侧导通，电源向变压器一侧绕组充电，电流线性增加，从而使得变压器磁芯的磁通增大。此时输出侧感应电压上负下正，整流二极管反向截止，所述整流二极管即为第六二极管，输出侧没有电流流过。

在第二阶段，第五开关管关断时，输出侧第六二极管正向导通。输出侧电感感应电压向电容充电，并给负载供电，这样变压器原边储存的能量传递到副边得到释放。这也是反激电路不需要专门设置退磁回路的原因。此时变压器输出侧也相当于电感，其电流线性下降，在第五开关管导通前下降为零。

在第三阶段，此时变压器磁通降为零，输出电容对负载供电，当开关管再次导通时，电容给负载供电，变压器输入侧重新储能，如此反复循环。

而所述连续模式是指第五开关管截止时，变压器副边绕组电流的最小值大于零，则称电路处于连续工作模式。连续工作模式下反激电路运行只有两个阶段，即上述第一阶段和第二阶段。

在第一方面的又一种可能的实施方式中，稳态输出时所述准Z源全桥变换器的输 出电压增益为：

其中，U_o为输出电压，U_in为输入电压，N₁为所述第一变压器的原边线圈圈数，N₂为所 述第一变压器的副边线圈圈数，

为所述第一变压器的匝比，

为所述第二变压器的原 边线圈圈数，

为所述第二变压器的副边线圈圈数，

为所述第二变压器的匝比，D₀为所 述主变换器的导通占空比，D₁为所述副变换器的占空比。

在实际应用中，所述第一变压器和所述第二变压器的匝比是固定的，并且可从上述的公式中得知，除所述第一变压器和所述第二变压器的匝比之外，还可以通过控制主变换器的导通占空比和副变换器的占空比，来控制电压输出的增益，但由于改变所述主变换器的导通占空比，会相应的改变所述主变换器的直通占空比，因此，为了控制方便，固定主变换器的直通占空比和导通占空比，仅通过控制副变换器的占空比，实现电压输出的控制和波形的稳定。

综上，通过上述的电路结构能够减缓因级联导致后级电路中器件应力过大，且使变换器的控制设计更为简单。

第二方面，本申请实施例提供一种准Z源全桥变换器的控制方法，所述方法应用于准Z源全桥变换器，所述准Z源全桥变换器包括主变换器和副变换器，其中，所述主变换器和副变换器的输入并联、输出串联；其中，所述主变换器包括准Z源电路、全桥逆变电路、第一变压器和整流桥，所述准Z源电路和全桥逆变电路位于所述第一变压器的原边，所述整流桥位于所述第一变压器的副边，所述方法包括：

通过所述主变换器控制准Z源全桥反激变换器的电压增益；

通过所述副变换器控制所述准Z源全桥变换器的电压输出，以获得稳定的电压传输波形。

在上述方法中，通过准Z源全桥变换器中的主变换器的直通状态和导通状态，实现24V到上千伏的高升压的大部分增益，进一步的，本变换器通过叠加拓扑的方式，结合输出串联，使主变换器和副变换器的增益叠加，得到完全的电压增益。

在上述控制方法中，所述主变换器和所述副变换器各司其职，分别承担各自的职能，但通过单独控制主变换器和/或副变换器，均可实现升压因子的调教，在实际使用的过程中，为了控制简单和避免建模困难，仅通过副变换器中的开关，来进行电压输出的控制。

第三方面，本申请实施例提供另一种准Z源全桥变换器的控制方法，所述方法应用于准Z源全桥变换器，所述准Z源全桥变换器包括主变换器和副变换器，其中，所述主变换器和副变换器的输入并联、输出串联；其中，所述主变换器包括准Z源电路、全桥逆变电路、第一变压器和整流桥，所述准Z源电路和全桥逆变电路位于所述第一变压器的原边，所述整流桥位于所述第一变压器的副边，所述全桥逆变电路包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，所述副变换器包括第五开关管和第二变压器，所述第五开关管位于所述第二变压器的原边，所述方法包括：

根据主变换器的直通占空比和导通占空比控制所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管的导通与关断；

根据副变换器的占空比控制所述第五开关管的导通与关断，以控制副变换器的电压输出。

在上述控制方法中，占空比是指电路被接通的时间占整个电路工作周期的百分比，所述主变换器的直通占空比为第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管均导通的时间占整个电路工作周期的百分比，所述主变换器的导通占空比为所述第一开关管和所述第四开关管导通，或，所述第二开关管和所述第三开关管导通的时间占整个电路工作周期的百分比，在实际应用当中，所述导通占空比与直通占空比之和为1；所述副变换器的占空比为第五开关管被接通的时间占整个电路工作周期的百分比。

具体的，在主变换器处于直通状态时，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管、所述第四开关管均处于导通状态，所述逆变桥臂短路，所述第一变压器无电流流过；

在主变换器处于非直通状态，即导通状态时，所述第一开关管和所述第四开关管导通或所述第二开关管和所述第三开关管导通，所述全桥逆变电路处于逆变状态，所述第一变压器存在电流流过。通过上述直通状态和导通状态的实现过程，可得到主变换器的电压增益：

其中，直通占空比为D₀，第一变压器匝数比为N₂:N₁，因此公式和上述内容可知，可通过控制所述直通占空比和导通占空比，使主变换器实现高增益。

通过上述的所述准Z源全桥变换器的增益公式可知，所述准Z源全桥变换器的高增益由主变换器和副变换器的增益叠加而来，因此当主变换器实现高增益的同时，仅通过控制副变换器的占空比，即可实现对电压输出的控制，且，与通过控制导通占空比和直通占空比来进行电压输出相比，该控制方法相对简单，波形更稳定。

附图说明

下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单的介绍。

图1是本申请实施例提供的一种准Z源全桥变换器的结构示意图；

图2是本申请实施例提供的一种准Z源全桥变换器中主变换器的拓扑结构示意图；

图3是本申请实施例提供的一种准Z源全桥变换器中的主变换器的直通状态的工作原理图；

图4是本申请实施例提供的一种准Z源全桥变换器中的主变换器的非直通状态的工作原理图；

图5是本申请实施例提供的一种准Z源全桥变换器中主变换器的开关管时序图；

图6是本申请实施例提供的一种准Z源全桥变换器中副变换器的拓扑结构示意图；

图7是本申请实施例提供的一种准Z源全桥变换器中副变换器的三种模式的工作波形图；

图8是本申请实施例提供的一种准Z源全桥变换器的电压输出示意图；

图9是本申请实施例提供的又一种准Z源全桥变换器中主变换器的开关管时序图。

具体实施方式

下面结合附图对本申请实施例进行详细介绍。

本申请的说明书和权利要求书及所述附图中的术语“第一”、“第二”、“第三”和“第四”等是用于区别不同对象，而不是用于描述特定顺序。此外，术语“包括”和“具有”以及它们任何变形，意图在于覆盖不排他的包含。例如包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备没有限定于已列出的步骤或单元，而是可选的还包括没有列出的步骤或单元，或可选的还包括对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。

请参见图1，图1是本申请实施例提供的一种准Z源全桥变换器的结构示意图，所述准Z源全桥变换器包括：主变换器和副变换器，且所述主变换器和副变换器的输入并联、输出串联；

所述主变换器包括准Z源电路、全桥逆变电路、第一变压器和整流桥，所述准Z源电路和全桥逆变电路位于所述第一变压器的原边，所述整流桥位于所述第一变压器的副边，所述主变换器用于控制准Z源全桥变换器的电压增益，所述副变换器为反激变换器；

所述准Z源电路包括第一电感L₁、第二电感L₂、第一开关电容C₁、第二开关电容C₂和第一二极管D₁；

所述全桥逆变电路包括第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃、第四开关管S₄；

所述副变换器包括第二变压器、第三开关电容C₃、第五开关管S₅、第六二极管D₆和第二输出电容C_o2；

可选的，所述主变换器和副变换器均连接输入电压源U_in和负载电阻R，所述输入电压源U_in的正极分别与所述第一电感L₁第一端、所述第三开关电容C₃的正极和所述第二变压器的原边同名端连接，所述第一电感L₁第二端与所述第一二极管D₁的正极、所述第一开关电容C₁的负极连接，所述第一二极管D₁的负极与所述第二电感L₂的第一端、所述第二开关电容C₂的正极连接，所述第一开关电容C₁的正极分别与所述第二电感L₂的第二端、所述第一开关管S₁的漏极、所述第二开关管S₂的漏极相连；

所述第一开关管S₁的源极和所述第三开关管S₃的漏极连接所述第一变压器的原边同名端，所述第二开关管S₂的源极与所述第四开关管S₄的漏极连接所述第一变压器的原边非同名端，所述第一开关管S₁的漏极与第二开关管S₂的漏极相连，需要说明的是，在一种可选的实施方式中，所述全桥逆变电路由4个桥臂组成，每两个桥臂串联，形成两个串联桥臂，然后所述两个串联桥臂再并联，输入端在串联桥臂的两端，输出端为两个串联桥臂的中点；

所述输入电压源U_in的负极分别与所述第二开关电容C₂的负极、所述第三开关管S₃的漏极、所述第四开关管S₄的漏极、所述第三开关电容C₃的负极、所述第五开关管S₅的源极相连，所述第五开关管S₅的漏极与所述第二变压器的原边的非同名端相连，所述第二变压器的副边的同名端与所述第二输出电容C_o2的负极相连，所述第二变压器的副边的非同名端与所述第六二极管D₆的正极相连，所述第六二极管D₆的负极与所述第二输出电容C_o2的正极相连；

所述第二输出电容C_o2的正极与所述整流桥的第二端相连，所述整流桥的第一端与所述负载电阻R的正极相连，所述第二输出电容C_o2的负极与所述负载电阻R的负极相连。

在一种可选的实施方式中，所述整流桥包括第二二极管D₂、第三二极管D₃、第四二极管D₄、第五二极管D₅和第一输出电容C_o1，所述整流桥的第一端为所述第二二极管D₂的负极、所述第三二极管D₃的负极和所述第一输出电容C_o1的正极的连接端，所述整流桥的第二端为所述第四二极管D₄的正极、所述第五二极管D₅的正极和所述第一输出电容C_o1的负极的连接端；

其中，所述第一变压器的副边的同名端与所述第二二极管D₂的正极相连，所述第二二极管D₂的负极与所述第三二极管D₃的负极和所述第一输出电容C_o1的正极相连，所述第二二极管D₂的正极连接所述第四二极管D₄的负极，所述第三二极管D₃的正极连接所述第五二极管D₅的负极，所述第五二极管D₅的正极与所述第四二极管D₄的正极和所述第一输出电容C_o1的负极连接，所述第一变压器的副边的非同名端分别与所述第三二极管D₃的正极和所述第五二极管D₅的负极相连。

在一种可选的实施方式中，所述第六二极管D₆的负极还与所述第一输出电容C_o1的负极、所述第四二极管D₄的正极、所述第五二极管D₅的正极相连。

在一种可选的实施方式中，开关管为N沟道MOS管，该类开关管的通态损耗比电流控制型的开关管小。

在一种可选的实施方式中，第一开关电容C₁、第二开关电容C₂、第一输出电容C_o1和第二输出电容C_o2均为有极性电容，且第一开关电容C₁、第二开关电容C₂、第一输出电容C_o1和第二输出电容C_o2的第一端均为有极性电容的正端，第一开关电容C₁、第二开关电容C₂、第一输出电容C_o1和第二输出电容C_o2的第二端均为有极性电容的负端。

具体地，有极性电容的容量比较大，能够适用于高压高功率的场合，当然，本申请中也可以选用无极性电容，本申请在此不做特别的限定，根据实际情况来定。

需要说明的是，开通开关是指向开关管提供高电平驱动信号，关断开关是指向开关管提供低电平驱动信号。具体的，通过脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)技术，开关控制单元向可控开关管传送脉冲信号。

下面按照图1的电路连接方式对本申请的准Z源全桥变换器的工作过程进行说明。

图2为本申请实施例提供的一种准Z源全桥变换器中主变换器的拓扑结构示意图，根据全桥逆变电路中的四个开关管的导通情况进行划分，有两种工作状态，分别为直通状态和非直通状态，下面结合图3和图4对上述直通状态和非直通状态进行说明。

图3为本申请实施例提供的一种准Z源全桥变换器中的主变换器的直通状态的工作原理图。如图3所示，虚线框圈出部分的电路无电流通过，具体的如下：

在直通状态时，位于第一变压器原边的四个开关管S₁、S₂、S₃和S₄均处于导通状态，即此时全桥逆变电路的逆变桥臂短路，第一变压器无电流流过，也就代表着没有输出电压。在左侧，即第一变压器的原边一侧，输入电压源U_in和第二开关电容C₂一起给第一电感L₁充电，第一开关电容C₁给第二电感L₂充电，由于第一二极管D₁两端的电压U_D1=-(U_C1+U_C2)＜0，故第一二极管反向截止，而且可以理解的是，由于逆变桥臂短路，第一开关管S₁的源极和第三开关管S₃的漏极与第一变压器相连接的电路中无电流通过。在右侧，即第一变压器的副边一侧，由于所述第一变压器无电流流过，所述第二二极管D₂、第三二极管D₃、第四二极管D₄、第五二极管D₅不通电，因此第一输出电容C_o1给负载电阻R供电，保持输出电压恒定。

此时的电路方程有：

其中，U _in为输入电压源U_in的电压，U _L1 和U _L2 分别为第一电感L₁和第二电感L₂的电压，U _C1 为第一开关电容C₁的电压，U _C2 为第二开关电容C₂的电压，U _dc为直流链电压。

图4为本申请实施例提供的一种准Z源全桥变换器中的主变换器的非直通状态的工作原理图。如图4所示，虚线框圈出部分的电路无电流通过，具体的如下：

在非直通状态时，第一开关管S₁和第四开关管S₄一组，第二开关管S₂和第三开关管S₃一组，两两相继导通，此时逆变桥处于逆变状态，第一变压器传输能量，再由整流桥实现整流过程。

当第一开关管S₁和第四开关管S₄导通时，在图4中的左侧，即第一变压器的原边一侧，由于电感电流不能够突变，第一二极管D₁导通续流，输入电压源U_in和第一电感L₁构成闭环共同为第二开关电容C₂充电，第二电感L₂同样给第二开关电容C₂充电，以补充在直通状态下第一开关电容C₁和第二开关电容C₂消耗的能量，相应的，由于第二开关管S₂和第三开关管S₃未导通，因此相应的电路中无电流通过；在图4中的右侧，即第一变压器的副边一侧，第二二极管D₂、第五二极管D₅导通，第三二极管D₃和第四二极管D₄截止，输入电压源U_in和第一电感L₁、第二电感L₂经过第一变压器一起向第一输出电容C_o1和负载电阻R提供能量，此时的电路方程有：

设准Z源全桥变换器的一个开关周期为T，直通占空比为D₀，则直通时间为T₀= D₀*T，非直通时间T₁=(1- D₀)T，变压器匝数比为N₂:N₁，由伏秒平衡原理可得，当工作状态处于稳定状态时，在一个开关周期内，电感电压平均值为0。

对于第一电感L₁，有：

对于第二电感L₂，有：

联立上述式子可得：

则准Z源全桥变换器中的主变换器的电压增益为：

图5为本申请实施例提供的一种准Z源全桥变换器中主变换器的开关管时序图，在一个开关周期T内，开关管导通占空比为D，则开关管S₁，S₄和S₂，S₃的导通时间为2DT，直通时间为D₀T。综上D₀、D和T的关系式为：

化简可得，导通占空比D和直通占空比D₀关系式为：

D=0.5D₀+0.5

因此，通过上式可知，导通占空比和直通占空比强相关，因此虽然在主变换器的电压增益的公式中仅涉及了直通占空比，但可以理解的是，直通占空比和导通占空比均能对电压增益的大小造成影响。

图6为本申请实施例提供的一种准Z源全桥变换器中副变换器的拓扑结构示意图。在本实施例中，所述副变换器为反激变换器，在反激变换器中，变压器起着储能元件的作用，可以看作是一对相互耦合的电感，根据变压器激磁绕组W₂的电感电流连续情况可分为三种工作模式：电流连续模式、电流临界模式和电流断续模式。

图7为本申请实施例提供的一种准Z源全桥变换器中副变换器的三种模式的工作波形图。图7这三种模式对应的波形图中最关键的是电流连续模式，下面结合图6对所述电流连续模式进行说明，所述电流连续模式指的是在一个开关周期T内，当第五开关管S₅开通时，绕组W₂中的电流尚未下降到0。第五开关管S₅开通后，第二变压器的副边第六二极管D₆处于断态，初级绕组W₁电流线性增长，此时输入电压源U_in向电感储能，负载电阻R由第二输出电容C_o2供电。设W₁电感值为L₁，则电流的变化量为：

当第五开关管S关断后，初级绕组W₁电流被切断，此时储存在第二变压器的磁场能量通过绕组W₂和第六二极管D₆向负载电阻R供电，假设第二输出电容C_o2电容足够大，电压变化量很小，设W₂电感值为L₂，其电流的变化量为：

在能量转换的瞬间，第二变压器满足：

其中，N ₁，N ₂分别为第二变压器原副边匝数。忽略变压器的漏感，有：

联立上述各式，导通占空比为D₁，得当工作在电感连续模式时，反激变换器输出电压U_o和输入电压U_in的关系为：

所述准Z源全桥变换器的输出电压由主变换器和副变换器叠加而来，故为：

其中，U_o为输出电压，U_in为输入电压，N₁为所述第一变压器的原边线圈圈数，N₂为所 述第一变压器的副边线圈圈数，

为所述第一变压器的匝比，

为所述第二变压器的原 边线圈圈数，

为所述第二变压器的副边线圈圈数，

为所述第二变压器的匝比，D₀为所 述主变换器的导通占空比，D₁为所述副变换器的占空比。

下面对所述准Z源全桥变换器的电压增益公式对准Z源全桥变换器的控制方法进行说明，如图8所示，图8为本申请实施例提供的一种准Z源全桥变换器的电压输出示意图，其中，设所述第一变压器和所述第二变压器的匝比均为20，即N₂/N₁=20，输入电压源为24V。

由图8可知，变换器的导通占空比D₀和副变换器的占空比D₁均接近0.35时，即可实现电压增益83.33，因此，通过图8所示的E点处的占空比已经可以实现24V至2000V的高升压，因此所述准Z源全桥变换器的电压增压是符合本申请的需求的。

但在本实施例提供的方法中：根据主变换器的直通占空比和导通占空比控制所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管的导通与关断；

根据副变换器的占空比控制所述第五开关管的导通与关断，以控制副变换器的电压输出。

具体的，由于控制电压输出交由副变换器负责，因此，所述主变换器的直通占空比和导通占空比是不变的，仅通过控制副变换器的占空比来控制电压输出，以图9所示的直通时间和导通时间为例，图9是本申请实施例提供的又一种准Z源全桥变换器中主变换器的开关管时序图。在本实施例中，所述主变换器的导通时间和直通时间固定，且为图9所示的导通时间和直通时间，仍旧设所述第一变压器和所述第二变压器的匝比均为20，输入电压源为24V，经过计算，所述主变换器的导通占空比为0.65，直通占空比为0.31，因此，由上述的准Z源全桥变换器的电压增益公式可知，所述副变换器的占空比为0.43时，对应的电压增益可达到83.33，即可使所述准Z源全桥变换器实现的24V至2000V的超高升压，当然，具体的占比和占空比可以根据具体硬件再来决定，此处不做限定，只是为了说明实现这样的超高升压是完全可能的。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当可利用上述揭示的技术内容作出些许更动或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。

本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分流程，可通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，该程序可存储于计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，可包括如上述各方法的实施例的流程。而前述的存储介质包括：ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可存储程序代码的介质。

Claims (10)

1.一种准Z源全桥变换器，其特征在于，包括主变换器和副变换器，其中，所述主变换器和副变换器的输入并联、输出串联；所述主变换器包括准Z源电路、全桥逆变电路、第一变压器和整流桥，所述准Z源电路和全桥逆变电路位于所述第一变压器的原边，所述整流桥位于所述第一变压器的副边，所述主变换器用于控制准Z源全桥变换器的电压增益；所述副变换器用于控制电压输出以获得稳定的电压传输波形。

2.根据权利要求1所述的准Z源全桥变换器，其特征在于，所述副变换器为反激变换器。

3.根据权利要求2所述的准Z源全桥变换器，其特征在于，所述准Z源电路包括第一电感、第二电感、第一开关电容、第二开关电容和第一二极管；所述全桥逆变电路包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管；所述副变换器包括第二变压器、第三开关电容、第五开关管、第六二极管和第二输出电容；

其中，所述主变换器和副变换器均连接输入电压源和负载电阻，所述输入电压源的正极分别与所述第一电感第一端、所述第三开关电容的正极和所述第二变压器的原边同名端连接，所述第一电感第二端与所述第一二极管的正极、所述第一开关电容的负极连接，所述第一二极管的负极与所述第二电感的第一端、所述第二开关电容的正极连接，所述第一开关电容的正极分别与所述第二电感的第二端、所述第一开关管的漏极、所述第二开关管的漏极相连；

所述第一开关管的源极和所述第三开关管的漏极连接所述第一变压器的原边同名端，所述第二开关管的源极与所述第四开关管的漏极连接所述第一变压器的原边非同名端，所述第一开关管的漏极与第二开关管的漏极相连；

所述输入电压源的负极分别与所述第二开关电容的负极、所述第三开关管的漏极、所述第四开关管的漏极、所述第三开关电容的负极、所述第五开关管的源极相连，所述第五开关管的漏极与所述第二变压器的原边的非同名端相连，所述第二变压器的副边的同名端与所述第二输出电容的负极相连，所述第二变压器的副边的非同名端与所述第六二极管的正极相连，所述第六二极管的负极与所述第二输出电容的正极相连；

所述第二输出电容的正极与所述整流桥的第二端相连，所述整流桥的第一端与所述负载电阻的正极相连，所述第二输出电容的负极与所述负载电阻的负极相连。

4.根据权利要求3所述的准Z源全桥变换器，其特征在于，所述整流桥包括第二二极管、第三二极管、第四二极管、第五二极管和第一输出电容，所述整流桥的第一端为所述第二二极管的负极、所述第三二极管的负极和所述第一输出电容的正极的连接端，所述整流桥的第二端为所述第四二极管的正极、所述第五二极管的正极和所述第一输出电容的负极的连接端；

其中，所述第一变压器的副边的同名端与所述第二二极管的正极相连，所述第二二极管的负极与所述第三二极管的负极和所述第一输出电容的正极相连，所述第二二极管的正极连接所述第四二极管的负极，所述第三二极管的正极连接所述第五二极管的负极，所述第五二极管的正极与所述第四二极管的正极和所述第一输出电容的负极连接，所述第一变压器的副边的非同名端分别与所述第三二极管的正极和所述第五二极管的负极相连。

5.根据权利要求4所述的准Z源全桥变换器，其特征在于，所述第六二极管的负极还与所述第一输出电容的负极、所述第四二极管的正极、所述第五二极管的正极相连。

6.根据权利要求3-5任一项所述的准Z源全桥变换器，其特征在于，所述全桥逆变电路包括4个逆变桥臂，所述逆变桥臂包括开关管和二极管；

在主变换器处于直通状态时，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管、所述第四开关管均处于导通状态，所述逆变桥臂短路，所述第一变压器无电流流过，所述输入电压源和所述第二开关电容共同为所述第一电感充电，所述第一开关电容为所述第二电感充电，所述第一二极管反向截止，第一输出电容为负载电阻供电，保持输出电压恒定；

在主变换器处于非直通状态时，所述第一开关管和所述第四开关管导通，或，所述第二开关管和所述第三开关管导通，所述全桥逆变电路处于逆变状态，所述第一变压器存在电流流过，所述整流桥用于对所述电流进行整流，当所述第一开关管和所述第四开关管导通时，所述第一二极管导通，所述输入电压源和所述第一电感共同为所述第二开关电容充电，所述第二电感为所述第二开关电容充电，第二二极管、第五二极管导通，所述输入电压源、所述第一电感和所述第二电感经过所述第一变压器为所述第一输出电容和所述负载电阻供电。

7.根据权利要求3-5任一项所述的准Z源全桥变换器，其特征在于，

在副变换器处于连续模式时，所述第五开关管开通后，所述第六二极管处于断态，所述第二变压器的原边绕组电流线性增长，所述第二输出电容向负载电阻供电；

在副变换器处于连续模式时，所述第五开关管关断后，所述第二变压器的原边绕组电流被切断，第二变压器通过副边绕组和第六二极管向负载电阻供电。

8.根据权利要求3-5任一项所述的准Z源全桥变换器，其特征在于，稳态输出时所述准Z源全桥变换器的输出电压增益为：

其中，U_o为输出电压，U_in为输入电压，N₁为所述第一变压器的原边线圈圈数，N₂为所述第 一变压器的副边线圈圈数，

为所述第一变压器的匝比，

为所述第二变压器的原边线 圈圈数，

为所述第二变压器的副边线圈圈数，

为所述第二变压器的匝比，D₀为所述主 变换器的导通占空比，D₁为所述副变换器的占空比。

9.一种准Z源全桥变换器的控制方法，其特征在于，所述准Z源全桥变换器包括主变换器和副变换器，其中，所述主变换器和副变换器的输入并联、输出串联；其中，所述主变换器包括准Z源电路、全桥逆变电路、第一变压器和整流桥，所述准Z源电路和全桥逆变电路位于所述第一变压器的原边，所述整流桥位于所述第一变压器的副边，所述方法包括：

通过所述主变换器控制准Z源全桥反激变换器的电压增益；

通过所述副变换器控制所述准Z源全桥变换器的电压输出，以获得稳定的电压传输波形。

10.一种准Z源全桥变换器的控制方法，其特征在于，所述准Z源全桥变换器包括主变换器和副变换器，其中，所述主变换器和副变换器的输入并联、输出串联；其中，所述主变换器包括准Z源电路、全桥逆变电路、第一变压器和整流桥，所述准Z源电路和全桥逆变电路位于所述第一变压器的原边，所述整流桥位于所述第一变压器的副边，所述全桥逆变电路包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，所述副变换器包括第五开关管和第二变压器，所述第五开关管位于所述第二变压器的原边，所述方法包括：

根据主变换器的直通占空比和导通占空比控制所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管的导通与关断；

根据副变换器的占空比控制所述第五开关管的导通与关断，以控制副变换器的电压输出。

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