KR100997062B1

KR100997062B1 - Ｄｃ - ｄｃ 컨버터

Info

Publication number: KR100997062B1
Application number: KR1020087032012A
Authority: KR
Inventors: 사다노리 스즈키
Original assignee: 가부시키가이샤 도요다 지도숏키
Priority date: 2006-06-01
Filing date: 2007-05-30
Publication date: 2010-11-29
Also published as: WO2007139148A1; US20090316440A1; EP2023472A1; JP4873009B2; KR20090016032A; EP2023472A4; JPWO2007139148A1; US8077482B2

Abstract

손실을 저감시킬 수 있는 DC-DC 컨버터의 제공을 과제로 한다. Ein 과 C1 이 직렬 접속된다. Q1 과 Q2 가, 각각의 역병렬 다이오드가 동일 방향을 향하도록 직렬 접속된다. C1 의 Ein 과 비접속의 단자와, Q2 의 Q1 과 비접속의 단자가 접속된다. Ein 의 C1 과 비접속의 단자와, Q1 의 Q2 와 비접속의 단자가 접속된다. Ein 과 C1 의 접속점과, Q1 과 Q2 의 접속점 사이에 T 의 권선 (N1) 이 접속되고, 권선 (N2) 의 1 쌍의 단자 중 권선 (N1) 의 Ein 에 접속되는 단자와 동일 극성의 단자가 D1 을 통하여 C1 과 Q2 의 접속점에 접속되며, 타방의 단자가 Ein 과 C1 의 접속점에 접속된다. 권선 (N3) 은 정류 회로를 통하여 평활 회로에 접속된다. D1 의 방향은, Q1 이 도통 상태일 때, 권선 (N2) 으로부터 C1 로 에너지를 이송할 수 있도록 정해진다. 정류 회로는 Q1, Q2 중 어느 것이 도통 상태일 때 동일 극성의 전압을 평활 회로에 인가한다.

직류 전원, 역병렬 다이오드, 반도체 스위치 소자, 정류 회로, DC-DC 컨버터, 콘덴서

Description

ＤＣ - ＤＣ 컨버터{DC-DC CONVERTER}

본 발명은 DC-DC 컨버터에 관한 것으로서, 특히 손실을 저감시킬 수 있는 DC-DC 컨버터에 관한 것이다.

도 31 에 나타내는 바와 같이, 특허문헌 1 에 개시되어 있는 플라이백형 DC-DC 컨버터 (100) 는, 트랜지스터 (Q101) 가 오프(off)일 때, 누설 인덕턴스 (lt) 에 저장된 전력을 트랜지스터 (Q102) 의 기생 다이오드, 트랜스 권선 (N103) 을 통하여 콘덴서 (C101) 에 저장한다. 콘덴서 (C101) 에 저장된 에너지는 트랜지스터 (Q102) 를 온(on)으로 함으로써 트랜스 (T) 를 통하여 2 차측으로 출력된다.

또, 도 32 에 나타내는 바와 같이, 특허문헌 2 에 개시되어 있는 플라이백형 DC-DC 컨버터 (201) 는, 직류 입력을 교류로 변환하여 후단에 형성되는 트랜스 (202) 의 1 차측 코일에 전달하는 컨버터 회로 (203) 와, 트랜스 (202) 의 후단에 형성되고, 트랜스 (202) 의 2 차측 코일로부터 얻어지는 교류를 정류하는 정류 회로 (204) 를 구비한다. 컨버터 회로 (203) 는 MOSFET (209 및 210) 이 브리지 접속되어 하프 브리지를 구성하고, 직렬로 접속되는 콘덴서 (211 및 212) 가 MOSFET (209 및 210) 에 병렬로 접속되어 있다. 또, 트랜스 (202) 의 1 차측 코일의 플러스 단자가 MOSFET (209) 과 MOSFET (210) 사이에 접속되고, 트랜스 (202) 의 1 차측 코일의 마이너스 단자가 콘덴서 (211) 와 콘덴서 (212) 사이에 접속되어 있다.

MOSFET (210) 가 도통되었을 때에는, 1 차측의 전류 경로는 콘덴서 (212) 로부터 트랜스 (202) 및 MOSFET (210) 을 통하여 콘덴서 (212) 로 되돌아오는 경로가 된다. 또, MOSFET (209) 이 도통되었을 때에는, 1 차측의 전류 경로는 콘덴서 (211) 로부터 MOSFET (209) 및 트랜스 (202) 를 통하여 콘덴서 (211) 로 되돌아오는 경로가 된다.

도 33 에 특허문헌 3 에 개시되어 있는 DC-DC 컨버터 (300) 를 나타낸다. 반도체 스위치 소자 (105A) 의 턴 오프시에, 트랜스에 저장되어 있었던 에너지를 스너버 콘덴서 (108A 와 107) 에 저장한다. 반도체 스위치 소자 (105A) 가 턴 온되기 직전에 반도체 스위치 소자 (106B) 를 턴 온함으로써, 스너버 콘덴서 (107) 에 저장되어 있었던 에너지를 전원 (101) 으로 회생함과 함께, 스너버 콘덴서 (108A) 에 저장되어 있었던 에너지도 전원 (101) 으로 회생한다.

또한, 그 밖의 관련 기술로서, 특허문헌 4 내지 9 에 개시되어 있는 DC-DC 컨버터가 있다.

특허문헌 1 : 일본 공개특허공보 제2000-262055호

특허문헌 2 : 일본 공개특허공보 제2005-269792호

특허문헌 3 : 일본 공개특허공보 평11-146648호

특허문헌 4 : 일본 공개특허공보 평6-261546호

특허문헌 5 : 일본 공개특허공보 평9-31297호

특허문헌 6 : 일본 공개특허공보 평11-225473호

특허문헌 7 : 일본 공개특허공보 평11-356045호

특허문헌 8 : 일본 공개특허공보 평5-64448호

특허문헌 9 : 일본 공개특허공보 평8-107677호

발명의 개시

발명이 해결하고자 하는 과제

상기 특허문헌 1 의 플라이백형 DC-DC 컨버터 (100) 의 구성을 포워드형 DC-DC 컨버터에 적용하는 경우에는, 2 차측의 트랜스 권선 (N102) 의 극성을 반전시킬 필요가 있다. 그러나, 트랜스 권선 (N102) 의 극성을 반전시키면, 트랜지스터 (Q101) 의 턴 오프시의 여자 전류의 방향이 트랜스 권선 (N101 과 N103) 에서 반대가 되어, 매우 높은 서지 전압이 발생할 우려가 있다. 따라서, DC-DC 컨버터 (100) 의 구성을 포워드형 DC-DC 컨버터에 적용할 수 없기 때문에 문제이다.

또, 상기 특허문헌 2 의 플라이백형 DC-DC 컨버터 (201) 는 하프 브리지이기 때문에, 트랜스의 1 차 권선에는 전원 전압의 절반의 전압밖에 인가할 수 없다. 이 때문에, 동일한 전력을 변환하는 경우, 트랜스의 1 차 권선에 흐르는 전류가 커지고, 이에 따라 스위칭 소자에 있어서의 손실이 증대되기 때문에 문제이다.

또, 상기 특허문헌 3 의 DC-DC 컨버터 (300) 에서는, 반도체 스위치 소자 (105A) 에 대해서는 스너버 콘덴서 (108A) 를 구비함으로써 스위칭 손실이 저감되어 있다. 그러나, 반도체 스위치 소자 (106B) 의 스위칭 손실을 저감시키는 수단에 대해서는 전혀 개시되어 있지 않다. 그러면, DC-DC 컨버터 (300) 의 반도체 스위치 소자의 스위칭 손실을 충분히 저감시킬 수 없기 때문에 문제이다.

또, DC-DC 컨버터 (300) 는 1 석(碩) 포워드형 직류-직류 변환 장치로서, 트랜스의 리셋이 필요해진다. 이 DC-DC 컨버터 (300) 는 동작 듀티를 50% 정도로밖에 할 수 없기 때문에, 스위칭 손실이 커져 문제이다.

본 발명은 상기 종래 기술의 과제를 해소하기 위해 이루어진 것으로서, 손실을 저감시킬 수 있는, 신규 회로로 이루어지는 포워드형 DC-DC 컨버터를 제공하는 것을 목적으로 한다.

과제를 해결하기 위한 수단

상기 목적을 달성하기 위해, 청구항 1 에 관련된 DC-DC 컨버터는, 직류 전원과, 제 1 콘덴서와, 역병렬 다이오드를 구비하는 제 1 반도체 스위치 소자와, 역병렬 다이오드를 구비하는 제 2 반도체 스위치 소자와, 제 1 다이오드와, 제 1 권선, 제 2 권선, 제 3 권선을 구비하는 트랜스와, 정류 회로와, 평활 회로를 구비하는 포워드형 DC-DC 컨버터에 있어서, 직류 전원과 제 1 콘덴서가 직렬로 접속되고, 제 1 반도체 스위치 소자와 제 2 반도체 스위치 소자는 각각의 역병렬 다이오드가 동일 방향을 향하도록 직렬 접속되고, 제 1 콘덴서의 직류 전원과는 접속되어 있지 않은 단자와, 제 2 반도체 스위치 소자의 제 1 반도체 스위치 소자와는 접속되어 있지 않은 단자가 접속되고, 직류 전원의 제 1 콘덴서와는 접속되어 있지 않은 단자와 제 1 반도체 스위치 소자의 제 2 반도체 스위치 소자와는 접속되어 있지 않은 단자가 접속되고, 직류 전원과 제 1 콘덴서의 접속점과, 제 1 반도체 스위치 소자와 제 2 반도체 스위치 소자의 접속점 사이에 트랜스의 제 1 권선이 접속되고, 트랜스의 제 2 권선의 1 쌍의 단자 중 제 1 권선의 직류 전원에 접속되는 단자와 동일 극성의 단자가 제 1 다이오드를 통하여 제 1 콘덴서와 제 2 반도체 스위치 소자의 접속점에 접속되고, 타방의 단자가 직류 전원과 제 1 콘덴서의 접속점에 접속되고, 트랜스의 제 3 권선은 정류 회로를 통하여 평활 회로에 접속되고, 제 1 다이오드의 방향은 제 1 반도체 스위치 소자가 도통 상태일 때 트랜스의 제 2 권선으로부터 제 1 콘덴서로 에너지를 이송할 수 있도록 정해지며, 정류 회로는 제 1 반도체 스위치 소자, 제 2 반도체 스위치 소자 중 어느 것이 도통 상태일 때 동일 극성의 전압을 평활 회로에 인가하는 것을 특징으로 한다.

또한, 권선의 단자의 극성은 여자되는 권선에 인가되는 전압의 방향과 다른 권선에 발생되는 전압의 방향의 상대 관계를 나타내는 것으로서, 「일방의 권선의 단자의 극성이 타방의 권선의 단자의 극성과 동일하다」는 것은, 트랜스가 여자 상태일 때에, 일방의 권선의 당해 단자를 기준으로 한 다른 단자의 전압의 방향 (전압이 높은지 낮은지) 이 타방의 권선의 당해 단자를 기준으로 한 다른 단자의 전압의 방향과 동일하다는 것을 의미한다.

제 1 반도체 스위치 소자가 도통 상태가 되면, 직류 전원으로부터 트랜스의 제 1 권선으로 전류가 흘러 트랜스가 여자된다. 그리고, 제 2 권선, 제 3 권선에 전압이 발생된다. 제 2 권선에 발생된 전압에 의해 제 1 다이오드가 도통 상태가 되고, 제 2 권선으로부터 제 1 콘덴서로 전류가 흘러, 제 1 콘덴서는 충전된다. 즉, 제 2 권선으로부터 제 1 콘덴서로 에너지가 이송된다. 또, 제 3 권선에 전압이 발생되기 때문에, 제 3 권선으로부터 정류 회로를 통하여 평활 회로로 에너지가 공급된다. 이 때, 제 1 권선에는 흐르는 전류에 의해 에너지가 저장된다.

제 1 반도체 스위치 소자가 비도통 상태로 바뀌면, 제 1 권선에 저장된 에너지의 영향으로 제 1 반도체 스위치 소자에 인가되는 전압이 급상승한다. 이 때, 제 1 반도체 스위치 소자에서 턴 오프 손실이 발생된다. 그러나, 본 발명에 관련된 DC-DC 컨버터에서는, 제 1 반도체 스위치 소자에 인가되는 전압이 상승하면, 제 2 반도체 스위치 소자의 역병렬 다이오드가 도통되어, 제 1 권선으로부터의 전류가 제 1 콘덴서로 흐른다. 즉, 제 1 반도체 스위치 소자에 인가되는 전압은 직류 전원의 전압과 제 1 콘덴서의 전압의 합의 전압으로 클램프된다. 이로써, 제 1 반도체 스위치 소자의 턴 오프 손실이 저감된다. 또, 제 1 반도체 스위치 소자의 도통 기간 내에 제 1 권선에 저장된 에너지의 일부가 제 1 콘덴서에 저장된다. 이로써, DC-DC 컨버터의 손실을 저감시킬 수 있다.

제 2 반도체 스위치 소자가 도통 상태가 되면, 제 1 콘덴서로부터 트랜스의 제 1 권선에 전류가 흘러 트랜스가 여자되고, 이에 수반하여 제 2 권선, 제 3 권선에 전압이 발생된다. 이 때, 제 2 권선에 발생되는 전압의 방향은 제 1 반도체 스위치 소자가 도통 상태일 때와는 반대 방향이다. 이 때문에, 제 1 다이오드는 차단 상태가 된다. 제 3 권선에 발생되는 전압도 제 1 반도체 스위치 소자가 도통 상태가 되었을 때와는 방향이 반대이지만, 제 1 반도체 스위치 소자가 도통 상태가 되었을 때와 마찬가지로 정류 회로를 통하여 평활 회로로 에너지가 공급된다.

제 2 반도체 스위치 소자가 비도통 상태로 바뀌면, 제 1 권선에 저장된 에너지의 영향으로 제 2 반도체 스위치 소자에 인가되는 전압이 급상승한다. 제 2 반도체 스위치 소자에 인가되는 전압이 상승하면, 제 1 반도체 스위치 소자의 역병렬 다이오드가 온이 되어, 제 1 권선으로부터 직류 전원으로 전류가 흐른다. 이로써, 제 2 반도체 스위치 소자에 인가되는 전압은 직류 전원의 전압과 콘덴서의 전압의 합의 전압으로 클램프되기 때문에, 턴 오프 손실이 저감된다. 또, 제 2 반도체 스위치 소자의 도통 기간 내에 제 1 권선에 저장된 에너지의 일부가 직류 전원으로 회생된다. 이로써, DC-DC 컨버터의 손실을 저감시킬 수 있다.

이상 설명한 바와 같이, 포워드형 DC-DC 컨버터의 신규 회로가 구성된다.

또, 청구항 2 에 관련된 DC-DC 컨버터는, 청구항 1 에 기재된 DC-DC 컨버터에 있어서, 평활 회로가 평활 코일과 평활 콘덴서와 전류 (轉流) 다이오드로 이루어지는 것을 특징으로 한다.

이와 같이 구성함으로써, 청구항 1 에 기재된 발명의 효과를 유지한 상태에서, 제 1 반도체 스위치 소자 및 제 2 반도체 스위치 소자의 도통 기간 (온 기간) 과 비도통 기간 (오프 기간) 의 비를 조정함으로써 출력 전압을 제어할 수 있게 된다.

또, 청구항 3 에 관련된 DC-DC 컨버터는, 청구항 1 또는 2 에 기재된 DC-DC 컨버터에 있어서, 정류 회로는 제 2 다이오드와 제 3 다이오드로 이루어지고, 트랜스의 제 3 권선은 중간 단자를 구비하고, 제 2 다이오드의 제 1 극성 단자가 제 3 권선의 일단에 접속되고, 제 3 다이오드의 제 1 극성 단자가 제 3 권선의 타단에 접속되고, 제 2 다이오드, 제 3 다이오드 각각의 제 2 극성 단자가 모두 평활 회로의 1 쌍의 입력 단자의 일단에 접속되며, 중간 단자가 평활 회로의 입력 단자의 타단에 접속되는 것을 특징으로 한다.

이 발명에 있어서도, 청구항 1 에 기재된 발명과 동등한 효과가 얻어진다.

또, 청구항 4 에 관련된 DC-DC 컨버터는, 청구항 1 또는 2 에 기재된 DC-DC 컨버터에 있어서, 정류 회로가 다이오드 4 개로 이루어지는 다이오드 브리지인 것을 특징으로 한다.

또, 청구항 5 에 관련된 DC-DC 컨버터는, 청구항 1 내지 4 중 어느 한 항에 기재된 DC-DC 컨버터에 있어서, 제 1 반도체 스위치 소자의 역병렬 다이오드가 도통 상태인 기간에 제 1 반도체 스위치 소자가 턴 온되고, 제 2 반도체 스위치 소자의 역병렬 다이오드가 도통 상태인 기간에 제 2 반도체 스위치 소자가 턴 온되는 것을 특징으로 한다.

이 발명에서는, 제 1 반도체 스위치 소자의 역병렬 다이오드가 도통 상태인 기간에 제 1 반도체 스위치 소자가 턴 온된다. 이 상태에서는 제 1 반도체 스위치 소자의 단자간 전압은 0 (V) 이기 때문에 제로 볼트 스위칭 (ZVS) 이 행해져, 스위칭 손실을 저감시킬 수 있다. 동일하게 하여, 제 2 반도체 스위치 소자의 역병렬 다이오드가 도통 상태인 기간에 제 2 반도체 스위치 소자가 턴 온됨으로써 제로 볼트 스위칭 (ZVS) 이 행해져, 스위칭 손실을 저감시킬 수 있다.

또, 청구항 6 에 관련된 DC-DC 컨버터는, 청구항 1 내지 5 중 어느 한 항에 기재된 DC-DC 컨버터에 있어서, 제 1 반도체 스위치 소자와 병렬 접속되는 제 2 콘덴서와, 제 2 반도체 스위치 소자와 병렬 접속되는 제 3 콘덴서를 구비하는 것을 특징으로 한다.

이 발명에서는, 제 1 반도체 스위치 소자가 도통 상태가 되는 동안에 제 3 콘덴서가 직류 전원과 제 1 콘덴서의 전압의 합계 전압까지 충전되고, 제 2 콘덴서가 비충전 상태가 된다.

제 1 반도체 스위치 소자가 비도통 상태로 바뀌면, 제 1 권선에 흐르는 전류의 연속성으로 인하여 제 2 콘덴서가 충전된다. 동시에 제 3 콘덴서에 저장된 에너지가 제 1 콘덴서 및 제 1 권선을 통과하는 경로에 의해 제 1 콘덴서로 이송된다. 제 2 콘덴서의 전압이 직류 전원과 제 1 콘덴서의 전압의 합계 전압까지 충전되면, 제 3 콘덴서는 비충전 상태가 되고, 제 2 반도체 스위치 소자의 역병렬 다이오드가 도통 상태가 된다. 제 1 권선의 전류는 제 2 반도체 스위치 소자의 역병렬 다이오드, 제 1 콘덴서로 흘러, 제 1 권선에 저장된 에너지가 제 1 콘덴서로 이송된다.

여기에서 제 2 콘덴서가 없는 경우에는, 제 1 반도체 스위치 소자가 도통 상태에서 비도통 상태로 바뀔 때, 트랜스의 제 1 권선에 저장된 에너지의 영향으로 제 1 반도체 스위치 소자에 전류가 계속 흐른다. 이 전류에 의해 턴 오프 손실이 발생된다. 그러나, 본 발명에 관련된 DC-DC 컨버터에서는, 제 2 콘덴서를 구비함으로써, 제 1 반도체 스위치 소자에 흐르고 있었던 전류의 일부가 제 2 콘덴서로 분류 (分流) 되어, 제 1 반도체 스위치 소자로 흐르는 전류가 적어진다. 이로써, 제 1 반도체 스위치 소자의 턴 오프 손실이 저감된다.

제 2 반도체 스위치 소자가 도통 상태에서 비도통 상태로 바뀌면, 제 1 권선에 흐르는 전류의 연속성으로 인하여 제 3 콘덴서가 충전된다. 동시에 제 2 콘덴서에 저장된 에너지가 직류 전원 및 제 1 권선을 통과하는 경로에 의해 직류 전원으로 회생된다. 제 3 콘덴서의 전압이 직류 전원과 제 1 콘덴서의 전압의 합계 전압까지 충전되면, 제 2 콘덴서는 비충전 상태가 되고, 제 1 반도체 스위치 소자의 역병렬 다이오드가 도통 상태가 된다. 제 1 권선의 전류는 제 1 반도체 스위치 소자의 역병렬 다이오드, 직류 전원으로 흘러, 제 1 권선에 저장된 에너지가 직류 전원으로 회생된다.

여기에서 제 3 콘덴서가 없는 경우에는, 제 2 반도체 스위치 소자가 도통 상태에서 비도통 상태로 바뀔 때, 트랜스의 제 1 권선에 저장된 에너지의 영향으로 제 2 반도체 스위치 소자에 전류가 계속 흐른다. 이 전류에 의해 턴 오프 손실이 발생된다. 그러나, 본 발명에 관련된 DC-DC 컨버터에서는, 제 3 콘덴서를 구비함으로써, 제 2 반도체 스위치 소자에 흐르고 있었던 전류의 일부가 제 3 콘덴서로 분류되어, 제 2 반도체 스위치 소자에 흐르는 전류가 적어진다. 이로써, 제 2 반도체 스위치 소자의 턴 오프 손실이 저감된다. 또, 상기 서술한 바와 같이, 제 2 콘덴서, 제 3 콘덴서에 저장된 에너지는 각각 직류 전원, 제 1 콘덴서로 회생, 이송되기 때문에, 손실로는 되지 않는다.

또, 청구항 7 에 관련된 DC-DC 컨버터는, 청구항 6 에 기재된 DC-DC 컨버터에 있어서, 제 1 콘덴서의 용량은 제 3 콘덴서의 용량에 비해 커지는 것을 특징으로 한다.

제 1 콘덴서의 용량을 제 3 콘덴서의 용량에 비해 충분히 크게 함으로써, 제 3 콘덴서에 저장된 전하가 제 1 콘덴서로 이송될 때에 제 1 콘덴서의 전압의 변동을 작게 할 수 있다.

또, 청구항 8 에 관련된 DC-DC 컨버터는, 청구항 6 또는 7 에 기재된 DC-DC 컨버터에 있어서, 제 2 콘덴서가 비충전 상태인 기간에 제 1 반도체 스위치 소자가 턴 온되고, 제 3 콘덴서가 비충전 상태인 기간에 제 2 반도체 스위치 소자가 턴 온되는 것을 특징으로 한다.

제 2 콘덴서의 전하는 제 1 권선을 경유하여 직류 전원으로 회생된다. 그리고, 회생이 종료된 후인, 제 2 콘덴서가 비충전 상태인 기간에 있어서 트랜지스터 (Q1) 가 턴 온된다. 이 상태에서는 제 1 반도체 스위치 소자의 단자간 전압은 0 (V) 가 되기 때문에 제로 볼트 스위칭 (ZVS) 이 행해져, 스위칭 손실을 저감시킬 수 있다. 동일하게 하여, 제 3 콘덴서가 비충전 상태인 기간에 트랜지스터 (Q2) 가 턴 온됨으로써 제로 볼트 스위칭 (ZVS) 이 행해져, 스위칭 손실을 저감시킬 수 있다.

발명의 효과

본 발명에 의하면, 손실을 저감시킬 수 있는 DC-DC 컨버터를 제공할 수 있게 된다.

도 1 은 DC-DC 컨버터 (1) 의 회로도이다.

도 2 는 DC-DC 컨버터 (1) 의 동작 상태를 나타내는 도면 (그 1) 이다.

도 3 은 DC-DC 컨버터 (1) 의 동작 상태를 나타내는 도면 (그 2) 이다.

도 4 는 DC-DC 컨버터 (1) 의 동작 상태를 나타내는 도면 (그 3) 이다.

도 5 는 DC-DC 컨버터 (1) 의 동작 상태를 나타내는 도면 (그 4) 이다.

도 6 은 DC-DC 컨버터 (1) 의 동작 상태를 나타내는 도면 (그 5) 이다.

도 7 은 DC-DC 컨버터 (1) 의 동작 파형도이다.

도 8 은 DC-DC 컨버터 (1b) 의 회로도이다.

도 9 는 DC-DC 컨버터 (1b) 의 동작 상태를 나타내는 도면 (그 1) 이다.

도 10 은 DC-DC 컨버터 (1b) 의 동작 상태를 나타내는 도면 (그 2) 이다.

도 11 은 DC-DC 컨버터 (1b) 의 동작 상태를 나타내는 도면 (그 3) 이다.

도 12 는 DC-DC 컨버터 (1b) 의 동작 상태를 나타내는 도면 (그 4) 이다.

도 13 은 DC-DC 컨버터 (1b) 의 동작 상태를 나타내는 도면 (그 5) 이다.

도 14 는 DC-DC 컨버터 (1b) 의 동작 상태를 나타내는 도면 (그 6) 이다

도 15 는 DC-DC 컨버터 (1b) 의 동작 상태를 나타내는 도면 (그 7) 이다.

도 16 은 DC-DC 컨버터 (1c) 의 회로도이다.

도 17 은 DC-DC 컨버터 (1c) 의 동작 상태를 나타내는 도면 (그 1) 이다.

도 18 은 DC-DC 컨버터 (1c) 의 동작 상태를 나타내는 도면 (그 2) 이다.

도 19 는 DC-DC 컨버터 (1c) 의 동작 상태를 나타내는 도면 (그 3) 이다.

도 20 은 DC-DC 컨버터 (1c) 의 동작 상태를 나타내는 도면 (그 4) 이다.

도 21 은 DC-DC 컨버터 (1c) 의 동작 상태를 나타내는 도면 (그 5) 이다.

도 22 는 DC-DC 컨버터 (1d) 의 회로도이다.

도 23 은 DC-DC 컨버터 (1d) 의 동작 상태를 나타내는 도면 (그 1) 이다.

도 24 는 DC-DC 컨버터 (1d) 의 동작 상태를 나타내는 도면 (그 2) 이다.

도 25 는 DC-DC 컨버터 (1d) 의 동작 상태를 나타내는 도면 (그 3) 이다.

도 26 은 DC-DC 컨버터 (1d) 의 동작 상태를 나타내는 도면 (그 4) 이다.

도 27 은 DC-DC 컨버터 (1d) 의 동작 상태를 나타내는 도면 (그 5) 이다.

도 28 은 DC-DC 컨버터 (1e) 의 회로도이다.

도 29 는 DC-DC 컨버터 (1f) 의 회로도이다.

도 30 은 DC-DC 컨버터 (1a) 의 회로도이다.

도 31 은 특허문헌 1 에 개시되어 있는 플라이백형 DC-DC 컨버터 (100) 의 회로도이다.

도 32 는 특허문헌 2 에 개시되어 있는 플라이백형 DC-DC 컨버터 (201) 의 회로도이다.

도 33 은 특허문헌 3 에 개시되어 있는 DC-DC 컨버터 (300) 의 회로도이다.

*부호의 설명*

Ein : 직류 전원

C1 : 제 1 콘덴서인 콘덴서

C2 : 평활 콘덴서인 콘덴서

C3 : 제 2 콘덴서인 콘덴서

C4 : 제 3 콘덴서인 콘덴서

Q1 : 제 1 반도체 스위치 소자인 트랜지스터

Q2 : 제 2 반도체 스위치 소자인 트랜지스터

D1 : 제 1 다이오드인 다이오드

D2 : 제 2 다이오드인 다이오드

D3 : 제 3 다이오드인 다이오드

D4 : 전류 다이오드

N1 : 제 1 권선인 권선

N2 : 제 2 권선인 권선

N3 내지 N5 : 제 3 권선인 권선

T : 트랜스

L4 : 평활 코일

발명을 실시하기 위한 최선의 형태

이하, 본 발명의 DC-DC 컨버터에 대하여 구체화한 제 1 실시형태를 도 1 내지 도 7 에 기초하여 도면을 참조하면서 상세하게 설명한다. 도 1 은 제 1 실시형태에 관련된 DC-DC 컨버터 (1) 의 회로도이다. 직류 전원 (Ein) 의 정극과 제 1 콘덴서인 콘덴서 (C1) 의 일단이 접속점인 노드 (ND1) 에서 직렬 접속된다. 제 1 반도체 스위치 소자인 NMOS 형 트랜지스터 (Q1) 의 드레인 단자와, 제 2 반도체 스위치 소자인 NMOS 형 트랜지스터 (Q2) 의 소스 단자가 접속점인 노드 (ND2) 에서 직렬 접속된다. 직류 전원 (Ein) 의 부극 및 트랜지스터 (Q1) 의 소스 단자는 모두 그라운드에 접속된다. 또, 콘덴서 (C1) 의 타단과 트랜지스터 (Q2) 의 드레인 단자가 접속된다. 트랜지스터 (Q1, Q2) 의 게이트 단자에는 도시하지 않은 콘트롤러로부터의 제어 신호 (VG1, VG2) 가 입력된다. 여기에서 콘덴서 (C1) 의 용량은, 트랜지스터 (Q1) 가 도통 상태일 때에 직류 전원 (Ein) 으로부터 공급되는 전력과 동등한 전력을, 트랜지스터 (Q2) 가 도통 상태일 때에 공급할 수 있을 정도로 큰 값으로 한다. 또, 트랜지스터 (Q1 및 Q2) 의 소스-게이트간의 전압을 각각 VQ1gs 및 VQ2gs 로 한다. 또, 트랜지스터 (Q1 및 Q2) 의 드레인-소스간의 전압을 각각 VQ1ds 및 VQ2ds 로 한다. 또한, 직류 전원 (Ein) 의 전압을 VE 로 하고, 콘덴서 (C1) 의 양단 전압을 VC1 로 한다. VQ1ds 와 VQ2ds 의 합과, 직류 전원 (Ein) 의 전압 (VE) 과 콘덴서 (C1) 의 전압 (VC1) 의 합이 동일해지는 관계가 성립한다.

DC-DC 컨버터 (1) 는 트랜스 (T) 를 구비한다. 트랜스 (T) 는 제 1 권선 (N1) (권수 (n1)) 과 제 2 권선 (N2) (권수 (n2)) 과 제 3 권선 (N3, N4) (권수 n3, n4) 을 구비한다. 본 실시형태에서는 권선 (N1) 과 권선 (N2) 의 권수비 (n1 : n2) 는 1 : 1 이다. 권선 (N2) 의 일단이 다이오드 (D1) 의 애노드 단자에 접속되고, 다이오드 (D1) 의 캐소드 단자가 콘덴서 (C1) 및 트랜지스터 (Q2) 에 접속된다. 또, 권선 (N1) 의 일단이 노드 (ND2) 에 접속된다. 또, 권선 (N1) 의 타단, 권선 (N2) 의 타단이 모두 노드 (ND1) 에 접속된다. 여기에서, 권선 (N1) 에 흐르는 전류를 IT1 로 한다. 또, 권선 (N1 및 N2) 의 전압을 각 각 VT1 및 VT2 로 한다. 또, 트랜지스터 (Q1 및 Q2) 에 흐르는 전류를 각각 IQ1 및 IQ2 로 한다.

트랜스 (T) 의 제 3 권선 (N3, N4) 에는 정류 회로를 구성하는 다이오드 (D2 및 D3), 평활 회로를 구성하는 콘덴서 (C2), 출력 단자 (OT1 및 OT2) 가 접속된다. 권선 (N3, N4) 은 각각의 일단이 공통 단자에 의해 접속되고, 이 공통 단자가 출력 단자 (OT2) 에 접속된다. 권선 (N3) 의 타단이 다이오드 (D2) 의 애노드에 접속되고, 권선 (N4) 의 타단이 다이오드 (D3) 의 애노드에 접속된다. 다이오드 (D2, D3) 의 캐소드는 모두 출력 단자 (OT1) 에 접속된다. 또, 출력 단자 (OT1, OT2) 간에 평활용 콘덴서 (C2) 가 접속된다.

본 실시형태에 관련된 DC-DC 컨버터 (1) 의 동작을 설명한다. 먼저, 기동시의 동작을 설명한다. DC-DC 컨버터 (1) 의 기동에 수반하여, 먼저 권선 (N2) 과 다이오드 (D1) 에 의해 콘덴서 (C1) 에 대한 충전이 행해진다. 여기에서 DC-DC 컨버터 (1) 의 기동시에 있어서의 콘덴서 (C1) 의 충전은, 콘덴서 (C1) 로의 돌입 전류의 발생을 방지하기 위해, 소프트 스타트 제어가 행해진다. 소프트 스타트 제어는, 도시하지 않은 제어 회로에 의해, 트랜지스터 (Q1 및 Q2) 의 온 듀티를 서서히 크게 함으로써 행해진다.

콘덴서 (C1) 에 대한 충전은 권선 (N2) 에 의해 행해진다. 여기에서, VC1 의 값은 권선 (N1) 의 권수 (n1) 와 권선 (N2) 의 권수 (n2) 의 권수비로 정해진다. 본 실시형태에서는, 권수의 비는 n1 : n2 = 1 : 1 이다. 따라서, VC1 의 값은 직류 전원 (Ein) 의 전압 (VE) 과 동일한 값까지 상승한다.

다음으로, DC-DC 컨버터 (1) 의 정상 상태일 때의 동작을 도 2 내지 도 7 을 사용하여 설명한다. 도 2 내지 도 6 에는 각 동작에 있어서의 회로의 동작 상태를 나타낸다. 또, 도 7 에는 동작 파형도를 나타낸다. 시각 t1 에서 VQ1gs 가 하이 레벨이 되어, 트랜지스터 (Q1) 가 도통됨으로써 기간 (1) 로 이행된다.

기간 (1) (도 2) 에 있어서, 트랜지스터 (Q1) 가 도통 상태가 되면 (턴 온), 직류 전원 (Ein) 으로부터 트랜스 (T) 의 권선 (N1) 으로 여자 전류가 흐르고, 이로써 권선 (N2, N3, N4) 에 전압이 발생된다.

VT2 의 값은 권선 (N1 과 N2) 의 권수의 비로 정해지는 값이다. 본 실시형태에서는, 권수비는 1 : 1 이기 때문에, VT2 의 값은 VT1 과 동일한 값 (VE) 이 된다. 그리고, 권선 (N2) 으로부터 다이오드 (D1) 를 통하여 콘덴서 (C1) 를 통과하는 전류 경로가 확립되어, 콘덴서 (C1) 가 충전된다.

또, 트랜스 (T) 의 권선 (N3, N4) 에 발생되는 전압은 권선 (N1) 과의 권수비로 정해진다. 본 실시형태에서는 권수 (n3 과 n4) 는 동일하게 되어 있기 때문에, 권선 (N3, N4) 에는 (n3/n1) × VE 의 전압이 발생된다. 그리고, 다이오드 (D2) 가 도통 상태가 됨과 함께 다이오드 (D3) 가 차단 상태가 되어, 권선 (N3) 으로부터 정류 회로, 평활 회로를 통하여 도시하지 않은 부하에 전압이 인가된다.

트랜지스터 (Q1) 의 온 기간이 경과하면, 시각 t2 에서 VQ1gs 가 로우 레벨로 천이됨으로써, 트랜지스터 (Q1) 가 비도통 상태가 되어, 기간 (2) 로 이행된다 (도 3). 기간 (2) 에서는 권선 (N1) 의 VT1 은 -VE 가 된다. 이 때, 트랜 스 (T) 의 권선 (N1) 에 저장된 에너지의 영향으로 인하여 VQ1ds 가 상승한다. VQ1ds 가 직류 전원 (Ein) 의 전압 (VE) 과 콘덴서 (C1) 의 전압 (VE) 의 합 (2 × VE) 까지 상승하면, 트랜지스터 (Q2) 의 역병렬 다이오드가 도통되어, 권선 (N1) 에 흐르는 전류는 콘덴서 (C1) 를 흘러 콘덴서 (C1) 를 충전시킨다. 따라서, VQ1ds 는 2 × VE 로 고정되기 때문에, 권선 (N1) 에 흐르는 전류에 의한 드레인-소스간 전압의 상승에 대한 대책을 세우지 않는 경우에 비하여 트랜지스터 (Q1) 의 턴 오프 손실을 저감시킬 수 있다. 또, 권선 (N1) 에 흐르는 전류의 일부에 의해 콘덴서 (C1) 가 충전되어, 다음에 설명하는 기간 (3) 에서, 콘덴서 (C1) 로부터 트랜스 (T) 를 통하여 부하에 에너지가 공급되기 때문에, DC-DC 컨버터의 변환 효율이 향상된다.

시각 t3 에서 VQ2gs 를 하이 레벨로 천이시킴으로써, 트랜지스터 (Q2) 가 도통 상태가 되어 (턴 온), 기간 (3) 으로 이행된다 (도 4). 시각 t3 에서 권선 (N1), 트랜지스터 (Q2) 의 역병렬 다이오드, 콘덴서 (C1) 로 전류가 계속 흐르고 있으면, VQ2ds 는 0 (V) 이기 때문에 제로 볼트 스위칭 (ZVS) 이 행해져, 스위칭 손실을 저감시킬 수 있다.

이 상태에서는 콘덴서 (C1) 로부터 트랜지스터 (Q2), 트랜스 (T) 의 권선 (N1) 을 통과하는 전류 경로가 생겨, 콘덴서 (C1) 로부터 트랜스 (T) 의 권선 (N1) 으로 여자 전류가 흘러, 권선 (N2, N3, N4) 에 전압이 발생된다. 이 때, 권선 (N1) 이 여자되는 방향이 트랜지스터 (Q1) 가 도통 상태가 된 경우와 반대가 된다. 따라서, VT2 의 극성이 반전되기 때문에, 다이오드 (D1) 는 차단 상태가 되어, 권선 (N2) 으로부터 콘덴서 (C1) 로의 충전 경로는 차단된다. 또, 다이오드 (D2) 도 차단 상태가 되고, 다이오드 (D3) 가 도통 상태가 된다. 이 때문에, 권선 (N4) 으로부터 정류 회로, 평활 회로를 통하여 도시하지 않은 부하에 전압이 인가된다. 이 때, 트랜지스터 (Q2) 및 트랜스 (T) 의 권선 (N1) 에 흐르는 전류는 여자 전류와, 권선 (N4) 에 흐르는 전류의 (n4/n1) 배의 전류의 합이 된다.

여기에서, 트랜지스터 (Q1) 의 온 기간 중에 권선 (N2) 과 다이오드 (D1) 에 의해 콘덴서 (C1) 가 충전되기 때문에, 콘덴서 (C1) 에는 트랜지스터 (Q2) 의 온 기간 내에 직류 전원 (Ein) 과 동등한 에너지를 공급할 수 있을 만큼의 에너지가 저장되어 있다. 이로써, 트랜지스터 (Q1) 가 도통되는 온 기간 (1) 과 트랜지스터 (Q2) 가 도통되는 온 기간 (3) 동안에 평활 회로의 콘덴서 (C2) 에 인가되는 전압의 차를 작게 할 수 있기 때문에, 출력 단자 (OT1, OT2) 간의 출력 전압 (VO1) 의 리플분을 작게 할 수 있게 된다. 또, 기간 (1) 과 기간 (3) 에서 콘덴서 (C2) 에 인가되는 전압의 차를 작게 할 수 있기 때문에, 콘덴서 (C2) 에 흐르는 전류를 작게 할 수 있어, 콘덴서 (C2) 의 수명이 짧아지는 것을 방지할 수 있게 된다.

트랜지스터 (Q2) 의 온 기간이 경과하면, 시각 t4 에서 VQ2gs 를 로우 레벨로 천이시킴으로써, 트랜지스터 (Q2) 가 비도통 상태가 되어, 기간 (4) (도 5) 로 이행된다. 트랜지스터 (Q2) 가 비도통 상태가 되면, 트랜스 (T) 의 권선 (N1) 에 저장된 에너지의 영향으로 인하여 VQ2ds 가 상승한다. VQ2ds 가 직류 전원 (Ein) 의 전압 (VE) 과 콘덴서 (C1) 의 전압 (VE) 의 합 (2 × VE) 까지 상승하면, 트랜지스터 (Q1) 의 역병렬 다이오드가 도통되어, 권선 (N1) 에 흐르는 전류가 직류 전원 (Ein) 으로 회생된다. 따라서, VQ2ds 는 2 × VE 로 고정되기 때문에, 권선 (N1) 에 흐르는 전류에 의한 드레인-소스간 전압의 상승에 대한 대책을 세우지 않는 경우에 비하여 트랜지스터 (Q2) 의 턴 오프 손실을 저감시킬 수 있다. 또, 권선 (N1) 에 흐르는 전류의 일부가 직류 전원 (Ein) 으로 회생되기 때문에, DC-DC 컨버터의 변환 효율이 향상된다.

VQ2ds 의 전압이 직류 전원 (Ein) 의 전압 (VE) 과 콘덴서 (C1) 의 전압 (VE) 의 합 (2 × VE) 까지 상승한 후의 기간 (5) 에서 권선 (N1) 을 흐르는 전류는, 권선 (N1) 으로부터 트랜지스터 (Q1) 를 통하여 직류 전원 (Ein) 으로 회생되는 경로나, 또는 권선 (N2) 으로부터 다이오드 (D1) 를 통하여 콘덴서 (C1) 를 충전시키는 경로 중 어느 경로로 흐른다 (도 6). 또한, 여자 전류가 어느 경로를 흐를지는 회로 구성 등에 따라 정해진다.

시각 t5 에서 VQ1gs 가 하이 레벨로 천이됨으로써, 트랜지스터 (Q1) 가 도통 상태가 되어 (턴 온), 기간 (1) 로 이행된다. 이후, 기간 (1) 내지 (5) 가 반복된다.

이상 상세하게 설명한 바와 같이, 본 실시형태에 관련된 DC-DC 컨버터 (1) 에 의해, 포워드형 DC-DC 컨버터의 신규 회로가 구성된다. 그리고, 트랜지스터 (Q1, Q2) 가 비도통 상태가 되었을 때에, VQ1ds, VQ2ds 가 일정한 전압 (2 × VE) 으로 고정되기 때문에, 트랜지스터 (Q1 및 Q2) 의 턴 오프 손실을 저감시킬 수 있다. 또, 트랜지스터 (Q1) 의 오프시에 권선 (N1) 에 저장된 에너지가 콘덴서 (C1) 로 이송되고, 트랜지스터 (Q2) 의 오프시에 권선 (N1) 에 저장된 에너지가 직류 전원 (Ein) 으로 회생된다. 이로써, DC-DC 컨버터의 변환 효율을 향상시킬 수 있다.

또, 콘덴서 (C1) 의 충전은 권선 (N1) 에 저장된 에너지에 의한 충전뿐만 아니라, 권선 (N2) 과 다이오드 (D1) 에 의해서도 행해진다. 따라서, 콘덴서 (C1) 에 트랜지스터 (Q2) 의 온 기간 내에 직류 전원 (Ein) 과 동등한 에너지를 공급할 수 있을 만큼의 에너지를 저장할 수 있다. 이로써, 트랜지스터 (Q1) 가 도통되는 온 기간 (1) 과 트랜지스터 (Q2) 가 도통되는 온 기간 (3) 동안에 평활 회로의 콘덴서 (C2) 에 인가되는 전압의 차를 작게 할 수 있기 때문에, 출력 단자 (OT1, OT2) 간의 출력 전압 (VO1) 의 리플분을 작게 할 수 있게 된다. 또, 콘덴서 (C2) 에 흐르는 전류를 작게 할 수 있기 때문에, 콘덴서 (C2) 의 수명이 짧아지는 것을 방지할 수 있게 된다.

또, 권선 (N1 과 N2) 의 권수의 비를 n1 : n2 = 1 : 1 로 함으로써, VT2 는 VT1 과 동일해진다. 그러면, 직류 전원 (Ein) 의 전압과 콘덴서 (C1) 의 전압이 동일해진다. 이로써, 기간 (1) 과 (3) 동안에 트랜스 (T) 의 권선 (N3, N4) 에 발생되는 전압의 최대값이 동일해진다. 이로써, 출력 전압 (VO1) 의 리플분을 더욱 작게 할 수 있다.

또, 포워드형 DC-DC 컨버터 (1) 를 구성할 수 있기 때문에, 동일한 출력 전압의 플라이백형 DC-DC 컨버터에 비하여 트랜스 (T) 의 코어를 작게 할 수 있어, DC-DC 컨버터 (1) 의 소형화를 도모할 수 있게 된다. 또, 포워드형 컨버터이기 때문에, 플라이백형 컨버터에 비하여 보다 제어성을 향상시키거나 보다 큰 전력을 공급할 수 있게 된다.

또, 도 1 에 나타내는 본원의 DC-DC 컨버터 (1) 는, 도 32 에 나타내는 종래의 DC-DC 컨버터 (201) 에 대해, 하프 브리지 회로의 하측의 콘덴서 (212) 를 직류 전원 (Ein) 으로 바꿔놓고, 권선 (N2) 과 다이오드 (D1) 를 추가한 형태를 갖는다. 이로써, 기간 (1) 에서 권선 (N2) 으로부터 상측 콘덴서인 콘덴서 (C1) 를 전압 (VE) 으로 충전하고, 기간 (3) 에서 콘덴서 (C1) 로부터 권선 (N1) 으로 방전할 수 있기 때문에, 콘덴서 (C1) 를 전압 (VE) 의 직류 전원으로서 사용할 수 있다. 그러면, 트랜스의 1 차 권선에 입력 전원 전압의 반밖에 인가할 수 없는 종래의 DC-DC 컨버터 (201) 에 비하여 본원의 DC-DC 컨버터 (1) 에서는 직류 전원 (Ein) 의 전체 전압인 전압 (VE) 을 권선 (N1) 에 인가할 수 있게 된다. 요컨대, 동일한 전력을 변환하는 경우, 권선 (N1) 에 인가하는 전압을 높게 할 수 있으면, 권선 (N1), 트랜지스터 (Q1, Q2) 에 흐르는 전류를 작게 할 수 있어, 손실을 저감시킬 수 있다. 또, 트랜스 (T) 의 권선 (N1) 에 대하여 권선 (N3, N4) 의 권수를 감소시킬 수 있다.

이하, 본 발명의 DC-DC 컨버터에 대하여 구체화한 제 2 실시형태를 도 8 내지 도 15 에 기초하여 도면을 참조하면서 상세하게 설명한다. 도 8 은 제 2 실시형태에 관련된 DC-DC 컨버터 (1b) 의 회로도이다. 직류 전원 (Ein) 의 정극과 제 1 콘덴서인 콘덴서 (C1) 의 일단이 접속점인 노드 (ND1) 에서 직렬 접속된다. 제 1 반도체 스위치 소자인 NMOS 형 트랜지스터 (Q1) 의 드레인 단자와, 제 2 반도체 스위치 소자인 NMOS 형 트랜지스터 (Q2) 의 소스 단자가 접속점인 노드 (ND2) 에서 직렬 접속된다. 또, 트랜지스터 (Q1) 와 병렬로 제 2 콘덴서인 콘덴서 (C3) 가 접속된다. 또, 트랜지스터 (Q2) 와 병렬로 제 3 콘덴서인 콘덴서 (C4) 가 접속된다. 직류 전원 (Ein) 의 부극 및 트랜지스터 (Q1) 의 소스 단자는 모두 그라운드에 접속된다. 또, 콘덴서 (C1) 의 타단과 트랜지스터 (Q2) 의 드레인 단자가 접속된다. 트랜지스터 (Q1, Q2) 의 게이트 단자에는 도시하지 않은 콘트롤러로부터의 제어 신호 (VG1, VG2) 가 입력된다. 여기에서 콘덴서 (C1) 의 용량은, 트랜지스터 (Q1) 가 도통 상태일 때에 직류 전원 (Ein) 으로부터 공급되는 전력과 동등한 전력을, 트랜지스터 (Q2) 가 도통 상태일 때에 공급할 수 있을 정도로 큰 값으로 한다. 또, 콘덴서 (C1) 의 용량은 콘덴서 (C4) 의 용량에 비하여 충분히 큰 값이 된다. 또, 트랜지스터 (Q1 및 Q2) 의 소스-게이트간의 전압을 각각 VQ1gs 및 VQ2gs 로 한다. 또, 트랜지스터 (Q1 및 Q2) 의 드레인-소스간의 전압을 각각 VQ1ds 및 VQ2ds 로 한다. 또한, 직류 전원 (Ein) 의 전압을 VE 로 하고, 콘덴서 (C1) 의 양단 전압을 VC1 로 한다. VQ1ds 와 VQ2ds 의 합과, 직류 전원 (Ein) 의 전압 (VE) 과 콘덴서 (C1) 의 전압 (VC1) 의 합이 동일해지는 관계가 성립한다.

DC-DC 컨버터 (1b) 는 트랜스 (T) 를 구비한다. 트랜스 (T) 는 제 1 권선 (N1) (권수 (n1)) 과 제 2 권선 (N2) (권수 (n2)) 과 제 3 권선 (N3, N4) (권수 n3, n4) 을 구비한다. 본 실시형태에서는 권선 (N1) 과 권선 (N2) 의 권수비 (n1 : n2) 는 1 : 1 이다. 권선 (N2) 의 일단이 다이오드 (D1) 의 애노드 단자 에 접속되고, 다이오드 (D1) 의 캐소드 단자가 콘덴서 (C1) 및 트랜지스터 (Q2) 에 접속된다. 또, 권선 (N1) 의 일단이 노드 (ND2) 에 접속된다. 또, 권선 (N1) 의 타단 및 권선 (N2) 의 타단이 모두 노드 (ND1) 에 접속된다. 여기에서, 권선 (N1) 에 흐르는 전류를 IT1 로 한다. 또, 권선 (N1 및 N2) 의 전압을 각각 VT1 및 VT2 로 한다. 또, 트랜지스터 (Q1 및 Q2) 에 흐르는 전류를 각각 IQ1 및 IQ2 로 한다.

트랜스 (T) 의 제 3 권선 (N3, N4) 에는 정류 회로를 구성하는 다이오드 (D2 및 D3), 평활 회로를 구성하는 콘덴서 (C2), 출력 단자 (OT1 및 OT2) 가 접속된다. 권선 (N3, N4) 은 각각의 일단이 공통 단자에 의해 접속되고, 이 공통 단자가 출력 단자 (OT2) 에 접속된다. 권선 (N3) 의 타단이 다이오드 (D2) 의 애노드에 접속되고, 권선 (N4) 의 타단이 다이오드 (D3) 의 애노드에 접속된다. 다이오드 (D2, D3) 의 캐소드는 출력 단자 (OT1) 에 접속된다. 또, 출력 단자 (OT1, OT2) 간에 평활용 콘덴서 (C2) 가 접속된다.

제 2 실시형태에 관련된 DC-DC 컨버터 (1b) 의 동작을 설명한다. 먼저, 기동시의 동작을 설명한다. DC-DC 컨버터 (1b) 의 기동에 수반하여, 먼저 권선 (N2) 과 다이오드 (D1) 에 의해 콘덴서 (C1) 에 대한 충전이 행해진다. 여기에서 DC-DC 컨버터 (1b) 의 기동시에 있어서의 콘덴서 (C1) 의 충전은, 콘덴서 (C1) 로의 돌입 전류의 발생을 방지하기 위해, 소프트 스타트 제어가 행해진다. 소프트 스타트 제어는, 도시하지 않은 제어 회로에 의해, 트랜지스터 (Q1 및 Q2) 의 온 듀티를 서서히 크게 함으로써 행해진다.

다음으로, DC-DC 컨버터 (1b) 의 정상 상태일 때의 동작을 도 9 내지 도 15 를 사용하여 설명한다. 도 9 내지 도 15 에는 각 동작에 있어서의 회로의 동작 상태를 나타낸다. 시각 t1 에서 VQ1gs 가 하이 레벨이 되어, 트랜지스터 (Q1) 가 도통됨으로써 기간 (1) 로 이행된다.

기간 (1) (도 9) 에 있어서, 트랜지스터 (Q1) 가 도통 상태가 되면 (턴 온), 직류 전원 (Ein) 으로부터 트랜스 (T) 의 권선 (N1) 으로 여자 전류가 흐르고, 이로써 권선 (N2, N3, N4) 에 전압이 발생된다. 이 때, 트랜지스터 (Q2) 와 병렬 접속되는 콘덴서 (C4) 는 전압 (2 × VE) 으로 충전되어 있기 때문에, VQ2ds 는 전압 (2 × VE) 이다. 또, VQ1ds 는 0 (V) 이다.

또, 트랜스 (T) 의 권선 (N3, N4) 에 발생되는 전압은 권선 (N1) 과의 권수비로 정해진다. 본 실시형태에서는 권수 (n3 과 n4) 는 동일하게 되어 있기 때문에, 권선 (N3, N4) 에는 (n3 / n1) × VE 의 전압이 발생된다. 그리고, 다이 오드 (D2) 가 도통 상태가 됨과 함께 다이오드 (D3) 가 차단 상태가 되어, 권선 (N3) 으로부터 정류 회로, 평활 회로를 통하여 도시하지 않은 부하에 전압이 인가된다.

트랜지스터 (Q1) 의 온 기간이 경과하면, 시각 t2 에서 VQ1gs 가 로우 레벨로 천이됨으로써, 트랜지스터 (Q1) 가 비도통 상태가 되어, 기간 (2) 로 이행된다 (도 10, 도 11). 트랜지스터 (Q1) 가 턴 오프되면, 트랜스 (T) 의 권선 (N1) 에 흐르는 전류의 연속성으로 인하여 트랜지스터 (Q1) 에 흐르고 있었던 전류는 콘덴서 (C3) 로 분류되어, 콘덴서 (C3) 의 충전이 개시된다 (도 10, 화살표 A4-1).

여기에서, 콘덴서 (C3) 가 구비되어 있지 않은 경우에는, 트랜지스터 (Q1) 의 턴 오프시에, 트랜지스터 (Q1) 에 흐르는 전류에 의해 스위칭 손실이 발생하였다. 그러나, 본 발명에 관련된 DC-DC 컨버터 (1b) 에서는 콘덴서 (C3) 를 구비함으로써, 첫째로, 트랜지스터 (Q1) 의 턴 오프시에 있어서 트랜지스터 (Q1) 에 흐르는 전류가 작아지기 때문에, 트랜지스터 (Q1) 에서의 턴 오프 손실을 저감시킬 수 있다. 또, 둘째로, 트랜지스터 (Q1) 에서 소비되고 있었던 권선 (N1) 에 저장된 에너지를 한 번 콘덴서 (C3) 에 저장한 후에 후술하는 바와 같이 직류 전원 (Ein) 으로 회생시킬 수 있기 때문에, DC-DC 컨버터 (1b) 의 변환 효율을 향상시킬 수 있게 된다.

또, 트랜지스터 (Q1) 의 턴 오프에 의해, 콘덴서 (C4) 에 저장된 전하는 콘덴서 (C1) 및 권선 (N1) 을 통과하는 경로에 의해 방전된다 (도 10, 화살표 A4-2). 이로써, 콘덴서 (C4) 에 저장된 에너지가 콘덴서 (C1) 로 이송된다. 또한, 여기에서 콘덴서 (C4) 에 저장되어 있었던 에너지는 바로 전단계의 동작 사이클의 트랜지스터 (Q2) 의 턴 오프시에 권선 (N1) 에 흐르는 전류에 의해 저장된 에너지이다. 또, 콘덴서 (C3) 의 충전 및 콘덴서 (C4) 의 방전은 콘덴서 (C3) 의 전압과 C4 의 전압의 합이 직류 전원 (Ein) 의 전압 (VE) 과 콘덴서 (C1) 의 전압 (VE) 의 합 (2 × VE) 과 동일해지도록 행해진다.

또, 기간 (2) 에서는 누설 인덕턴스에 저장된 에너지가 방출될 때까지의 동안에 권선 (N1) 이 여자되기 때문에, 권선 (N2) 으로부터 콘덴서 (C1) 로 전류가 흐르고, 또 권선 (N3) 으로부터 부하로 전류가 흐른다 (도 10, 화살표 A4-3).

콘덴서 (C3) 가 (2 × VE) 까지 충전되고, 콘덴서 (C4) 가 0 (V) 까지 방전되면, 도 11 에 나타내는 바와 같이, 트랜지스터 (Q2) 의 역병렬 다이오드가 도통되고, 권선 (N1) 에 흐르는 전류는 콘덴서 (C1) 를 흘러 콘덴서 (C1) 를 충전시킨다. 따라서, 권선 (N1) 에 흐르는 전류의 일부에 의해 콘덴서 (C1) 가 충전되어, 다음에 설명하는 기간 (3) 에서 콘덴서 (C1) 로부터 트랜스 (T) 를 통하여 부하에 에너지가 공급되기 때문에, DC-DC 컨버터의 변환 효율이 향상된다.

시각 t3 에서 VQ2gs 를 하이 레벨로 천이시킴으로써, 트랜지스터 (Q2) 가 도통 상태가 되어 (턴 온), 기간 (3) 으로 이행된다 (도 12). 시각 t3 은 콘덴서 (C4) 에 저장된 에너지가 모두 콘덴서 (C1) 로 회생되어, 콘덴서 (C4) 가 비충전 상태로 되어 있는 시간이다. 따라서, VQ2ds 는 0 (V) 이기 때문에 제로 볼트 스위칭 (ZVS) 이 행해져, 스위칭 손실을 저감시킬 수 있다.

이 상태에서는 콘덴서 (C1) 로부터 트랜지스터 (Q2), 트랜스 (T) 의 권선 (N1) 을 통과하는 전류 경로가 생겨, 콘덴서 (C1) 로부터 트랜스 (T) 의 권선 (N1) 으로 여자 전류가 흘러, 권선 (N2, N3, N4) 에 전압이 발생된다. 이 때, 권선 (N1) 이 여자되는 방향이 트랜지스터 (Q1) 가 도통 상태가 된 경우와 반대가 된다. 따라서, VT2 의 극성이 트랜지스터 (Q1) 가 도통 상태인 경우와 반대가 되기 때문에, 다이오드 (D1) 는 차단 상태가 되어, 권선 (N2) 으로부터 콘덴서 (C1) 로의 충전 경로는 차단된다. 또, 다이오드 (D2) 도 차단 상태가 되고, 다이오드 (D3) 가 도통 상태가 된다. 이 때문에, 권선 (N4) 으로부터 정류 회로, 평활 회로를 통하여 도시하지 않은 부하에 전압이 인가된다. 이 때, 트랜지스터 (Q2) 및 트랜스 (T) 의 권선 (N1) 에 흐르는 전류는 여자 전류와, 권선 (N4) 에 흐르는 전류의 (n4/n1) 배의 전류의 합이 된다.

여기에서, 트랜지스터 (Q1) 의 온 기간 중에 권선 (N2) 과 다이오드 (D1) 에 의해 콘덴서 (C1) 가 충전됨으로써, 콘덴서 (C1) 에는 트랜지스터 (Q2) 의 온 기간 내에 직류 전원 (Ein) 과 동등한 에너지를 공급할 수 있을 만큼의 에너지가 저장되어 있다. 이로써, 트랜지스터 (Q1) 가 도통되는 온 기간 (1) 과 트랜지스터 (Q2) 가 도통되는 온 기간 (3) 동안에 평활 회로의 콘덴서 (C2) 에 인가되는 전압의 차를 작게 할 수 있기 때문에, 출력 단자 (OT1, OT2) 간의 출력 전압 (VO1) 의 리플분을 작게 할 수 있게 된다. 또, 기간 (1) 과 기간 (3) 에서 콘덴서 (C2) 에 인가되는 전압의 차를 작게 할 수 있기 때문에, 콘덴서 (C2) 에 흐르는 전류를 작게 할 수 있어, 콘덴서 (C2) 의 수명이 짧아지는 것을 방지할 수 있게 된다.

트랜지스터 (Q2) 의 온 기간이 경과하면, 시각 t4 에서 VQ2gs 를 로우 레벨 로 천이시킴으로써, 트랜지스터 (Q2) 가 비도통 상태가 되어, 기간 (4) (도 13, 도 14) 로 이행된다. 트랜지스터 (Q2) 가 턴 오프되면, 트랜스 (T) 의 권선 (N1) 에 흐르는 전류의 연속성으로 인하여 트랜지스터 (Q2) 에 흐르고 있었던 전류는 콘덴서 (C4) 로 분류되어, 콘덴서 (C4) 의 충전이 개시된다 (도 13, 화살표 A7-1).

이와 같이 콘덴서 (C4) 를 구비함으로써, 첫째로, 트랜지스터 (Q2) 의 턴 오프시에 있어서 트랜지스터 (Q2) 에 흐르는 전류가 적어지기 때문에, 트랜지스터 (Q2) 에서의 턴 오프 손실을 저감시킬 수 있다. 또, 둘째로, 트랜지스터 (Q2) 에서 소비되고 있었던 에너지를 한 번 콘덴서 (C4) 에 저장한 후에 후술하는 바와 같이 콘덴서 (C1) 로 이송시킬 수 있기 때문에, DC-DC 컨버터 (1b) 의 변환 효율을 향상시킬 수 있게 된다.

또, 트랜지스터 (Q2) 의 턴 오프에 의해, 콘덴서 (C3) 에 저장된 에너지가 직류 전원 (Ein) 으로 회생된다 (도 13, 화살표 A7-2). 또한, 여기에서 콘덴서 (C3) 에 저장되어 있었던 에너지는, 기간 (2) 에 있어서의 트랜지스터 (Q1) 의 턴 오프시에서 저장된 에너지이다. 또, 콘덴서 (C4) 의 충전 및 콘덴서 (C3) 의 방전은 콘덴서 (C3) 의 전압과 (C4) 의 전압의 합이 직류 전원 (Ein) 의 전압 (VE) 과 콘덴서 (C1) 의 전압 (VE) 의 합 (2 × VE) 과 동일해지도록 행해진다. 또, 기간 (4) 에서는 누설 인덕턴스에 저장된 에너지가 방출될 때까지의 동안에 권선 (N1) 이 여자되기 때문에, 권선 (N4) 으로부터 부하로 전류가 흐른다 (도 13, 화살표 A7-3).

콘덴서 (C4) 가 (2 × VE) 까지 충전되어, 콘덴서 (C3) 가 0 (V) 까지 방전 되면, 도 14 에 나타내는 바와 같이, 트랜지스터 (Q1) 의 역병렬 다이오드가 도통되어, 권선 (N1) 에 흐르는 전류는 직류 전원 (Ein) 으로 회생된다. 따라서, 권선 (N1) 에 흐르는 전류의 일부가 직류 전원 (Ein) 으로 회생되기 때문에, DC-DC 컨버터의 변환 효율이 향상된다.

VQ2ds 의 전압이 직류 전원 (Ein) 의 전압 (VE) 과 콘덴서 (C1) 의 전압 (VE) 의 합 (2 × VE) 까지 상승한 후의 기간 (5) 에서 권선 (N1) 을 흐르는 전류는, 권선 (N1) 으로부터 트랜지스터 (Q1) 를 통하여 직류 전원 (Ein) 으로 회생되는 경로나, 또는 권선 (N2) 으로부터 다이오드 (D1) 를 통하여 콘덴서 (C1) 를 충전시키는 경로 중 어느 경로로 흐른다 (도 15). 또한, 여자 전류가 어느 경로를 흐를지는 회로 구성 등에 따라 정해진다.

시각 t5 에서 VQ1gs 가 하이 레벨로 천이됨으로써, 트랜지스터 (Q1) 가 도통 상태가 되어 (턴 온), 기간 (1) 로 이행된다. 시각 t5 는 콘덴서 (C3) 에 저장된 에너지가 모두 직류 전원 (Ein) 으로 회생되어, 콘덴서 (C3) 가 비충전 상태로 되어 있는 시간이다. 이 상태에서는 트랜지스터 (Q1) 의 드레인-소스간 전압 (VQ1ds) 은 0 (V) 이기 때문에 제로 볼트 스위칭 (ZVS) 이 행해져, 스위칭 손실을 저감시킬 수 있다. 이후, 기간 (1) 내지 (5) 가 반복된다.

이상 상세하게 설명한 바와 같이, 제 2 실시형태에 관련된 DC-DC 컨버터 (1b) 에 의해, 포워드형 DC-DC 컨버터의 신규 회로가 구성된다. DC-DC 컨버터 (1b) 에서는 트랜지스터 (Q1) 가 비도통 상태가 되면, 트랜지스터 (Q1) 에 흐르고 있었던 전류는 콘덴서 (C3) 로 분류된다. 또, 동일하게 하여 트랜지스터 (Q2) 가 비도통 상태가 되면, 트랜지스터 (Q2) 에 흐르고 있었던 전류는 콘덴서 (C4) 로 분류된다. 이로써, 트랜지스터 (Q1 및 Q2) 의 턴 오프시에 있어서, 트랜지스터 (Q1 및 Q2) 에 흐르는 전류가 적어지기 때문에, 턴 오프 손실을 저감시킬 수 있게 된다.

또, DC-DC 컨버터 (1b) 에서는 트랜지스터 (Q1) 의 턴 오프시에, 권선 (N1) 에 흐르는 전류의 일부가 콘덴서 (C3) 의 충전에 제공된다. 그리고, 그 후의 트랜지스터 (Q2) 의 턴 오프시에, 콘덴서 (C3) 에 저장된 에너지가 직류 전원 (Ein) 으로 회생된다. 또, 동일하게 하여, 트랜지스터 (Q2) 의 턴 오프시에 권선 (N1) 에 흐르는 전류의 일부가 콘덴서 (C4) 의 충전에 제공된다. 그리고, 그 후의 트랜지스터 (Q1) 의 턴 오프시에, 콘덴서 (C4) 에 저장된 에너지가 콘덴서 (C1) 로 이송된다. 즉, 권선 (N1) 에 저장되어 있었던 에너지 등을 콘덴서 (C3 및 C4) 에 한 번 저장한 후에, 직류 전원 (Ein) 및 콘덴서 (C1) 로 회생시킬 수 있기 때문에, DC-DC 컨버터 (1b) 의 변환 효율을 향상시킬 수 있게 된다. 트랜지스터 (Q1) 의 턴 온을 콘덴서 (C3) 의 비충전 상태인 기간 중에 실시함으로써, 제로 볼트 스위칭 (ZVS) 이 가능해진다. 콘덴서 (C3) 가 비충전 상태가 되는 것은 트랜지스터 (Q1) 의 역병렬 다이오드가 도통 상태로 되어 있을 때이다. 그러나, 트랜지스터 (Q1) 의 역병렬 다이오드에 흐르는 전류가 트랜지스터 (Q1) 의 턴 온 전에 없어졌다 하더라도, 콘덴서 (C3) 의 전압 유지 기능에 의해, 콘덴서 (C3) 가 없는 경우에 비하여 트랜지스터 (Q1) 가 턴 온될 때의 VQ1ds 가 낮아진다. 이로써, 예를 들어 트랜지스터 (Q1) 의 턴 온 전에 역병렬 다이오드에 흐르는 전류가 없어져도, 콘덴서 (C3) 가 없는 경우에 비하여 트랜지스터 (Q1) 의 턴 온 손실을 저감시킬 수 있다. 또, 콘덴서 (C4) 에 의해 트랜지스터 (Q2) 의 턴 온 손실도 저감시킬 수 있다.

또한, 콘덴서 (C1) 의 용량을 콘덴서 (C4) 의 용량에 비하여 충분히 크게 함으로써, 콘덴서 (C4) 에 저장된 전하가 콘덴서 (C1) 로 이송될 때의 콘덴서 (C1) 의 전압의 변동을 작게 할 수 있다. 이로써, 제 1 콘덴서 (C1) 로부터 권선 (N1) 으로의 공급 전류를 일정한 값으로 유지할 수 있기 때문에, 2 차측 회로에 공급되는 전류의 리플을 저감시킬 수 있다.

도 16 은 제 3 실시형태에 관련된 DC-DC 컨버터 (1c) 의 회로도이다. DC-DC 컨버터 (1c) 의 2 차측에는 도 1 에 나타내는 제 1 실시형태에 관련된 DC-DC 컨버터 (1) 의 2 차측에 추가하여, 전류 다이오드 (D4) 및 평활 코일 (L4) 이 구비된다. 전류 다이오드 (D4) 의 애노드는 권선 (N3 및 N4) 의 공통 단자와 출력 단자 (OT2) 에 접속된다. 또, 전류 다이오드 (D4) 의 캐소드가 다이오드 (D2) 의 캐소드와 다이오드 D3 의 캐소드의 공통 접속점에 접속됨과 함께 평활 코일 (L4) 의 일단에 접속된다. 또, 평활 코일 (L4) 의 타단이 출력 단자 (OT1) 에 접속된다. 또한, 그 밖의 구성은 제 1 실시형태에 관련된 DC-DC 컨버터 (1) 와 동일하기 때문에, 여기에서는 상세한 설명을 생략한다.

DC-DC 컨버터 (1c) 의 정상 상태일 때의 동작을 도 17 내지 도 21 을 사용하여 설명한다. 시각 t1 에서 트랜지스터 (Q1) 의 VQ1gs 가 하이 레벨이 되어, 트랜지스터 (Q1) 가 도통됨으로써 기간 (1) 로 이행된다.

기간 (1) (도 17) 에서 트랜지스터 (Q1) 가 도통 상태가 되면 (턴 온), 직류 전원 (Ein) 으로부터 트랜스 (T) 의 권선 (N1) 으로 여자 전류가 흐르고, 이로써 권선 (N2, N3, N4) 에 전압이 발생된다.

VT2 의 값은 권선 (N1 과 N2) 의 권수의 비로 정해지는 값이다. 본 실시형태에서는 권수비는 1 : 1 이기 때문에, VT2 의 값은 VT1 과 동일한 값 (VE) 이 된다. 그리고, 권선 (N2) 으로부터 다이오드 (D1) 를 통하여 콘덴서 (C1) 를 통과하는 전류 경로가 확립되어, 콘덴서 (C1) 가 충전된다.

또, 트랜스 (T) 의 권선 (N3, N4) 에 발생되는 전압은 권선 (N1) 과의 권수비로 정해진다. 본 실시형태에서는 권수 (n3 과 n4) 는 동일하게 되어 있기 때문에, 권선 (N3, N4) 에는 (n3/n1) × VE 의 전압이 발생된다. 그리고, 다이오드 (D2) 가 도통 상태가 됨과 함께 다이오드 (D3) 가 차단 상태가 되어, 권선 (N3) 으로부터 다이오드 (D2), 평활 코일 (L4) 을 통하여 도시하지 않은 부하에 전압이 인가된다. 이 때, 권선 (N3) 으로부터 다이오드 (D2) 및 평활 코일 (L4) 을 통하여 도시하지 않은 부하에 전류가 흐름과 함께, 평활 코일 (L4) 에 에너지가 축적된다.

트랜지스터 (Q1) 의 온 기간이 경과하면, 시각 t2 에서 VQ1gs 가 로우 레벨로 천이됨으로써, 트랜지스터 (Q1) 가 비도통 상태가 되어, 기간 (2) 로 이행된다 (도 18). 기간 (2) 에서는 트랜지스터 (Q1 및 Q2) 가 비도통 상태가 되어, 트랜스 (T) 의 2 차측으로 에너지가 공급되지 않는다. 그러나, 평활 코일 (L4) 로부터 부하, 전류 다이오드 (D4) 를 통하여 평활 코일 (L4) 로 되돌아오는 전류 경로가 형성되어, 평활 코일 (L4) 에 저장된 에너지가 부하에 공급된다. 즉, 평활 코일 (L4) 에 흐르는 전류의 연속성으로 인하여 부하에는 전류가 계속 흐른다. 또, 평활 코일 (L4) 과 콘덴서 (C2) 에 의해 출력 전압이 평균화된다.

시각 t3 에서 VQ2gs 를 하이 레벨로 천이시킴으로써, 트랜지스터 (Q2) 가 도통 상태가 되어 (턴 온), 기간 (3) 으로 이행된다 (도 19). 이 상태에서는, 콘덴서 (C1) 로부터 트랜지스터 (Q2), 트랜스 (T) 의 권선 (N1) 을 통과하는 전류 경로가 생겨, 콘덴서 (C1) 로부터 트랜스 (T) 의 권선 (N1) 으로 여자 전류가 흘러, 권선 (N2, N3, N4) 에 전압이 발생된다. 이 때, 권선 (N4) 이 여자되는 방향이 트랜지스터 (Q1) 가 도통 상태가 된 경우와 반대가 된다. 따라서, 다이오드 (D2) 는 차단 상태가 되고, 다이오드 (D3) 가 도통 상태가 된다. 이 때문에, 권선 (N4) 으로부터 다이오드 (D3), 평활 코일 (L4) 을 통하여 도시하지 않은 부하에 전압이 인가된다. 이 때, 권선 (N4) 으로부터 다이오드 (D3) 및 평활 코일 (L4) 을 통하여 도시하지 않은 부하에 전류가 흐름과 함께 평활 코일 (L4) 에 에너지가 축적된다.

트랜지스터 (Q2) 의 온 기간이 경과하면, 시각 t4 에서 VQ2gs 를 로우 레벨로 천이시킴으로써, 트랜지스터 (Q2) 가 비도통 상태가 되어, 기간 (4) (도 20) 로 이행된다. 기간 (4) 에서는 기간 (2) 와 마찬가지로 트랜지스터 (Q1 및 Q2) 가 비도통 상태가 되어, 트랜스 (T) 의 2 차측으로 에너지가 공급되지 않는다. 그러나, 평활 코일 (L4) 로부터 부하, 전류 다이오드 (D4) 를 통하여 평활 코일 (L4) 로 되돌아오는 전류 경로가 형성되어, 평활 코일 (L4) 에 저장된 에너지가 부하에 공급된다. 즉, 평활 코일 (L4) 에 흐르는 전류의 연속성으로 인하여 부하에는 전류가 계속 흐른다. 또, 평활 코일 (L4) 과 콘덴서 (C2) 에 의해 출력 전압이 평균화된다.

VQ2ds 의 전압이 직류 전원 (Ein) 의 전압 (VE) 과 콘덴서 (C1) 의 전압 (VE) 의 합 (2 × VE) 까지 상승한 후의 기간 (5) 에서 권선 (N1) 을 흐르는 전류는, 권선 (N1) 으로부터 트랜지스터 (Q1) 를 통하여 직류 전원 (Ein) 으로 회생되는 경로나, 또는 권선 (N2) 으로부터 다이오드 (D1) 를 통하여 콘덴서 (C1) 를 충전시키는 경로 중 어느 경로로 흐른다 (도 21). 또, 기간 (5) 에서도 평활 코일 (L4) 로부터 부하, 전류 다이오드 (D4) 를 통하여 평활 코일 (L4) 로 되돌아오는 전류 경로에 의해, 평활 코일 (L4) 에 저장된 에너지가 부하에 공급된다.

이상 상세하게 설명한 바와 같이, 제 3 실시형태에 관련된 DC-DC 컨버터 (1c) 에서는, 트랜지스터 (Q1 및 Q2) 가 모두 비도통 상태인 기간 (2), (4) 에서도 평활 코일 (L4) 에 저장된 에너지를 부하에 공급할 수 있다. 또, 평활 코일 (L4), 콘덴서 (C2) 에 의해 권선 (N3, N4) 에 발생되는 전압을 평균화하기 위해, 트랜지스터 (Q1, Q2) 의 듀티를 조정함으로써 출력 전압을 제어할 수 있다.

도 22 는 제 4 실시형태에 관련된 DC-DC 컨버터 (1d) 의 회로도이다. DC-DC 컨버터 (1d) 의 2 차측에는, 도 1 에 나타내는 제 1 실시형태에 관련된 DC- DC 컨버터 (1) 의 2 차측의 다이오드 (D2, D3) 대신에, 다이오드 (D5 내지 D8) 로 이루어지는 다이오드 브리지가 구비된다. 또, 평활 코일 (L4) 이 구비된다.

다이오드 (D5) 의 애노드와 다이오드 (D6) 의 애노드가 서로 공통 접속된 후에 출력 단자 (OT2) 에 접속된다. 또, 다이오드 (D7) 의 캐소드와 다이오드 (D8) 의 캐소드가 서로 공통 접속된 후에 평활 코일 (L4) 의 일단에 접속된다. 다이오드 (D6) 의 캐소드와 다이오드 (D7) 의 애노드가 서로 공통 접속된 후에 권선 (N5) 의 일단에 접속된다. 또, 다이오드 (D5) 의 캐소드와 다이오드 (D8) 의 애노드가 서로 공통 접속된 후에 권선 (N5) 의 타단에 접속된다. 또, 평활 코일 (L4) 의 타단은 출력 단자 (OT1) 에 접속된다. 또한, 그 밖의 구성은 제 1 실시형태에 관련된 DC-DC 컨버터 (1) 와 동일하기 때문에, 여기에서는 상세한 설명을 생략한다.

제 4 실시형태에 관련된 DC-DC 컨버터 (1d) 의 정상 상태일 때의 동작을 도 23 내지 도 27 을 사용하여 설명한다. 시각 t1 에서 트랜지스터 (Q1) 의 VQ1gs 가 하이 레벨이 되어, 트랜지스터 (Q1) 가 도통됨으로써 기간 (1) 로 이행된다.

기간 (1) (도 23) 에서 트랜지스터 (Q1) 가 도통 상태가 되면 (턴 온), 직류 전원 (Ein) 으로부터 트랜스 (T) 의 권선 (N1) 으로 여자 전류가 흐르고, 이로써 권선 (N2, N5) 에 전압이 발생된다.

또, 트랜스 (T) 의 권선 (N5) 에 발생되는 전압은 권선 (N1) 과의 권수비로 정해진다. 그리고, 다이오드 (D7 및 D5) 가 도통 상태가 됨과 함께 다이오드 (D6 및 D8) 가 차단 상태가 되어, 권선 (N5) 으로부터 다이오드 (D7), 평활 코일 (L4), 부하, 다이오드 (D5) 를 통하여 권선 (N5) 에 이르는 전류 경로가 형성되어, 부하에 전력이 공급된다. 또, 이 때, 평활 코일 (L4) 에 에너지가 축적된다. 이 때, 다이오드 브리지를 구성하는 다이오드 (D7 및 D5) 가 정류 회로의 다이오드로서 기능하고 있다.

트랜지스터 (Q1) 의 온 기간이 경과하면, 시각 t2 에서 VQ1gs 가 로우 레벨로 천이됨으로써, 트랜지스터 (Q1) 가 비도통 상태가 되어, 기간 (2) 로 이행된다 (도 24). 기간 (2) 에서는 트랜지스터 (Q1 및 Q2) 가 비도통 상태가 되어, 트랜스 (T) 의 권선 (N5) 으로부터 부하로는 에너지가 공급되지 않는다. 그러나, 평활 코일 (L4) 로부터 부하, 다이오드 (D6 및 D7) 를 통하여 평활 코일 (L4) 로 되돌아오는 전류 경로가 형성되어, 평활 코일 (L4) 에 저장된 에너지가 부하에 공급된다. 즉, 평활 코일 (L4) 에 흐르는 전류의 연속성으로 인하여 부하에는 전류가 계속 흐른다. 또, 평활 코일 (L4) 과 콘덴서 (C2) 에 의해 출력 전압이 평균화된다. 그리고, 기간 (2) 에서는 다이오드 브리지를 구성하는 다이오드 (D6 및 D7) 가 전류 경로를 형성하기 위한 전류 다이오드로서 기능하고 있다.

시각 t3 에서 VQ2gs 를 하이 레벨로 천이시킴으로써, 트랜지스터 (Q2) 가 도통 상태가 되어 (턴 온), 기간 (3) 으로 이행된다 (도 25). 이 상태에서는, 콘 덴서 (C1) 로부터 트랜지스터 (Q2), 트랜스 (T) 의 권선 (N1) 을 통과하는 전류 경로가 생겨, 콘덴서 (C1) 로부터 트랜스 (T) 의 권선 (N1) 으로 여자 전류가 흘러, 권선 (N2, N5) 에 전압이 발생된다. 이 때, 권선 (N5) 이 여자되는 방향이 트랜지스터 (Q1) 가 도통 상태가 된 경우와 반대가 된다. 따라서, 권선 (N5) 으로부터 다이오드 (D8), 평활 코일 (L4), 부하, 다이오드 (D6) 를 통하여 권선 (N5) 에 이르는 전류 경로가 형성되어, 도시하지 않은 부하에 전류가 흐름과 함께 평활 코일 (L4) 에 에너지가 축적된다. 이 때 다이오드 브리지를 구성하는 다이오드 (D8 및 D6) 가 정류 회로의 다이오드로서 기능하고 있다.

트랜지스터 (Q2) 의 온 기간이 경과하면, 시각 t4 에서 VQ2gs 를 로우 레벨로 천이시킴으로써, 트랜지스터 (Q2) 가 비도통 상태가 되어, 기간 (4) (도 26) 로 이행된다. 기간 (4) 에서는 트랜지스터 (Q1 및 Q2) 가 비도통 상태가 되어, 트랜스 (T) 의 권선 (N5) 으로부터 부하로는 에너지가 공급되지 않는다. 그러나, 평활 코일 (L4) 로부터 부하, 다이오드 (D5 및 D8) 를 통하여 평활 코일 (L4) 로 되돌아오는 전류 경로가 형성되어, 평활 코일 (L4) 에 저장된 에너지가 부하에 공급된다. 즉, 기간 (4) 에서는 다이오드 브리지를 구성하는 다이오드 (D5 및 D8) 가 전류 경로를 형성하기 위한 전류 다이오드로서 기능하고 있다.

VQ2ds 의 전압이 직류 전원 (Ein) 의 전압 (VE) 과 콘덴서 (C1) 의 전압 (VE) 의 합 (2 × VE) 까지 상승한 후의 기간 (5) 에서 권선 (N1) 을 흐르는 전류는, 권선 (N1) 으로부터 트랜지스터 (Q1) 를 통하여 직류 전원 (Ein) 으로 회생되는 경로나, 또는 권선 (N2) 으로부터 다이오드 (D1) 를 통하여 콘덴서 (C1) 를 충 전시키는 경로 중 어느 경로로 흐른다 (도 27). 또, 기간 (5) 에서도 평활 코일 (L4) 로부터 부하, 다이오드 (D5 및 D8) 를 통하여 평활 코일 (L4) 로 되돌아오는 전류 경로에 의해 평활 코일 (L4) 에 저장된 에너지가 부하에 공급된다.

이상 상세하게 설명한 바와 같이, 제 4 실시형태에 관련된 DC-DC 컨버터 (1d) 에서는, 트랜지스터 (Q1 및 Q2) 가 모두 비도통 상태인 기간 (2), (4) 에서도 평활 코일 (L4) 에 저장된 에너지를 부하에 공급할 수 있다. 또, 평활 코일 (L4), 콘덴서 (C2) 에 의해 권선 (N5) 에 발생되는 전압을 평균화하기 위해, 트랜지스터 (Q1, Q2) 의 듀티를 조정함으로써 출력 전압을 제어할 수 있다.

또, 제 4 실시형태에 관련된 DC-DC 컨버터 (1d) 에서는 다이오드 브리지를 사용함으로써 권선 (N5) 의 중간 단자가 불필요해지기 때문에, 트랜스 (T) 의 소형화를 도모할 수 있게 된다. 또, 다이오드 브리지를 구성하는 다이오드 (D6 및 D7) 의 페어, 다이오드 (D5 및 D8) 의 페어가 전류 다이오드로서도 이용된다.

도 28 은 제 5 실시형태에 관련된 DC-DC 컨버터 (1e) 의 회로도이다. DC-DC 컨버터 (1e) 의 회로 중, 트랜스의 권선 (N1), 권선 (N2) 에 접속되는 회로는 도 8 에 나타내는 제 2 실시형태에 관련된 DC-DC 컨버터 (1b) 와 동일하고, 트랜스의 권선 (N3, N4) 에 접속되는 회로는 도 16 에 나타내는 제 3 실시형태에 관련된 DC-DC 컨버터 (1c) 와 동일하다. DC-DC 컨버터 (1e) 에서도 컨버터 (1b) 와 마찬가지로 변환 효율을 향상시킬 수 있게 된다. 또, 컨버터 (1c) 와 마찬가지로, 트랜지스터 (Q1, Q2) 의 듀티를 조정함으로써 출력 전압을 제어할 수 있다.

도 29 는 제 6 실시형태에 관련된 DC-DC 컨버터 (1f) 의 회로도이다. DC-DC 컨버터 (1f) 의 회로 중, 트랜스의 권선 (N1), 권선 (N2) 에 접속되는 회로는 도 8 에 나타내는 제 2 실시형태에 관련된 DC-DC 컨버터 (1b) 와 동일하고, 트랜스의 권선 (N5) 에 접속되는 회로는 도 22 에 나타내는 제 4 실시형태에 관련된 DC-DC 컨버터 (1c) 와 동일하다. DC-DC 컨버터 (1f) 에서도 컨버터 (1b) 와 마찬가지로 변환 효율을 향상시킬 수 있게 된다. 또, 컨버터 (1d) 와 마찬가지로, 트랜지스터 (Q1, Q2) 의 듀티를 조정함으로써 출력 전압을 제어할 수 있다.

또한, 본 발명은 상기 실시형태에 한정되는 것은 아니며, 본 발명의 취지를 일탈하지 않는 범위 내에서 여러 가지의 개량, 변형이 가능하다는 것은 말할 필요도 없다. 본 발명에 관련된 DC-DC 컨버터는, 도 1 에 나타내는 DC-DC 컨버터 (1) 의 구성에 한정되지 않는다. 도 30 에 나타내는 DC-DC 컨버터 (1a) 와 같이, 그라운드에 대해 콘덴서 (C1) 와 직류 전원 (Ein) 을 반대로 접속시키는 구성으로 해도 된다. 이 경우에도 전술한 효과가 얻어진다. 이 구성은 제 2 실시형태 내지 제 6 실시형태에도 적용할 수 있다.

또, 트랜지스터 (Q1, Q2) 는 역병렬 다이오드를 구비하는 것으로 하였다. 여기에서 역병렬 다이오드는 트랜지스터 (Q1, Q2) 의 보디 다이오드이어도 되고, 별도로 다이오드 소자를 사용하여 구성해도 된다.

Claims

직류 전원과,

제 1 콘덴서와,

역병렬 다이오드를 구비하는 제 1 반도체 스위치 소자와,

역병렬 다이오드를 구비하는 제 2 반도체 스위치 소자와,

제 1 다이오드와,

제 1 권선, 제 2 권선, 제 3 권선을 구비하는 트랜스와,

정류 회로와,

평활 회로를 구비하는 포워드형 DC-DC 컨버터에 있어서,

상기 직류 전원과 상기 제 1 콘덴서가 직렬로 접속되고,

상기 제 1 반도체 스위치 소자와 상기 제 2 반도체 스위치 소자는, 각각의 역병렬 다이오드가 동일 방향을 향하도록 직렬 접속되고,

상기 제 1 콘덴서의 상기 직류 전원과는 접속되어 있지 않은 단자와, 상기 제 2 반도체 스위치 소자의 상기 제 1 반도체 스위치 소자와는 접속되어 있지 않은 단자가 접속되고,

상기 직류 전원의 상기 제 1 콘덴서와는 접속되어 있지 않은 단자와, 상기 제 1 반도체 스위치 소자의 상기 제 2 반도체 스위치 소자와는 접속되어 있지 않은 단자가 접속되고,

상기 직류 전원과 상기 제 1 콘덴서의 접속점과, 상기 제 1 반도체 스위치 소자와 상기 제 2 반도체 스위치 소자의 접속점 사이에, 상기 트랜스의 상기 제 1 권선이 접속되고,

상기 트랜스의 상기 제 2 권선의 1 쌍의 단자 중 상기 제 1 권선의 상기 직류 전원에 접속되는 단자와 동일 극성의 단자가 상기 제 1 다이오드를 통하여 상기 제 1 콘덴서와 상기 제 2 반도체 스위치 소자의 접속점에 접속되고, 타방의 단자가 상기 직류 전원과 제 1 콘덴서의 접속점에 접속되고,

상기 트랜스의 상기 제 3 권선은 상기 정류 회로를 통하여 상기 평활 회로에 접속되고,

상기 제 1 다이오드의 방향은 상기 제 1 반도체 스위치 소자가 도통 상태일 때 상기 트랜스의 상기 제 2 권선으로부터 상기 제 1 콘덴서로 에너지를 이송할 수 있도록 정해지며,

상기 정류 회로는 상기 제 1 반도체 스위치 소자, 상기 제 2 반도체 스위치 소자 중 어느 것이 도통 상태일 때 동일 극성의 전압을 상기 평활 회로에 인가하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
제 1 항에 있어서,

상기 평활 회로가, 평활 코일과 평활 콘덴서와 전류 (轉流) 다이오드로 이루어지는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

상기 정류 회로는 제 2 다이오드와 제 3 다이오드로 이루어지고,

상기 트랜스의 상기 제 3 권선은 중간 단자를 구비하고,

상기 제 2 다이오드의 제 1 극성 단자가 상기 제 3 권선의 일단에 접속되고,

상기 제 3 다이오드의 제 1 극성 단자가 상기 제 3 권선의 타단에 접속되고,

상기 제 2 다이오드, 상기 제 3 다이오드 각각의 제 2 극성 단자가 모두 상기 평활 회로의 1 쌍의 입력 단자의 일단에 접속되며,

상기 중간 단자가 상기 평활 회로의 상기 입력 단자의 타단에 접속되는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

상기 정류 회로가 다이오드 4 개로 이루어지는 다이오드 브리지인 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

상기 제 1 반도체 스위치 소자의 상기 역병렬 다이오드가 도통 상태인 기간에 상기 제 1 반도체 스위치 소자가 턴 온되고,

상기 제 2 반도체 스위치 소자의 상기 역병렬 다이오드가 도통 상태인 기간에 상기 제 2 반도체 스위치 소자가 턴 온되는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

상기 제 1 반도체 스위치 소자와 병렬 접속되는 제 2 콘덴서와,

상기 제 2 반도체 스위치 소자와 병렬 접속되는 제 3 콘덴서를 구비하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
제 6 항에 있어서,

상기 제 1 콘덴서의 용량은 상기 제 3 콘덴서의 용량에 비해 커지는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
제 6 항에 있어서,

상기 제 2 콘덴서가 비충전 상태인 기간에 상기 제 1 반도체 스위치 소자가 턴 온되고,

상기 제 3 콘덴서가 비충전 상태인 기간에 상기 제 2 반도체 스위치 소자가 턴 온되는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.