JP2002078323A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＰＷＭ制御による降圧型アクティブフィルタ
回路を用いた電源装置において、スイッチング損失及び
ノイズを低減し、かつ、安全性・信頼性を向上させる。 【解決手段】 商用電源からの入力交流を整流するダイ
オードブリッジＤＢ１とローパスフィルタ１とＰＷＭ制
御の降圧チョッパ回路１１で構成される降圧型アクティ
ブフィルタ回路において、降圧チョッパ回路１１に入出
力が分離可能となるようにスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ
１２を追加し、更にその“＋”と“−”の両ラインにイ
ンダクタであるチョークコイルＬ２，Ｌ３が配置される
ように追加するとともに、ライン間に共振用のコンデン
サＣｒ１，Ｃｒ２を付加することで、零電圧・零電流ス
イッチングを可能にする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電子機器等に用い
られる電源装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、商用電源に接続して使用されるコ
ンピュータ機器、複写機あるいはプリンタ等の電子機器
において、商用電源ラインの波形歪（電源高調波歪）に
よる電子機器の誤動作等の問題が深刻化している。この
ような高調波歪の発生を抑制するため、電子機器の入力
電流の高調波成分を規制する法律も整備されつつある。

【０００３】一般に、電子機器の電源入力回路（スイッ
チング電源）には、図９に示すようにコンデンサＣ３を
ダイオードブリッジＤＢ１の出力側に設けたコンデンサ
インプット型整流回路が用いられている。したがって、
後段の回路（例えばＤＣ／ＤＣコンバータ等）に出力さ
れる電流は、多くの高調波成分を含むピーク電流波形と
なる。

【０００４】従来、このような高調波成分を規制するた
めに、次のような手法が提案されている。

【０００５】（Ａ）図１０に示すように、商用電源とコ
ンデンサインプット型整流回路との間にチョークコイル
Ｌｉｎを追加し（チョークインプット型）、入力電流の
導通角を大きくする。

【０００６】（Ｂ）図１１に示すように、電源入力回路
に昇圧型アクティブフィルタ回路を用いて、入力電圧波
形と相似する入力電流波形を得る。

【０００７】（Ｃ）図１２に示すように、商用電源とコ
ンデンサインプット型整流回路との間に降圧型チョッパ
回路を追加して、入力電流の導通角を大きくする。

【０００８】なお、上記の図１１及び図１２において、
１はチョークコイルＬ１とコンデンサＣ１，Ｃ２からな
るローパスフィルタ（Ｌｏｗ−ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅ
ｒ）、２は整流回路に流れる電流を検出する電流検出回
路、３，４は整流回路の入力電圧、出力電圧を検出する
電圧検出回路（１），（２）でそれらの検出出力は掛け
算器５に入力される。６は掛け算器５の出力と電流検出
回路２の出力が入力される誤差増幅回路で、この誤差増
幅回路６の出力によりＰＷＭ（パルス幅変調）制御回路
７が半導体のスイッチング素子（トランジスタ）Ｑ１の
オン（ＯＮ），オフ（ＯＦＦ）を制御する。８は差動増
幅回路である。

【０００９】また同図中、Ｌ２，Ｌｕはインダクタ、Ｄ
１，Ｄ３はダイオードを示し、Ｖｒｅｆは基準電圧、Ｐ
１，Ｐ２，Ｐ３は各入出力ポートを示している。

【００１０】ここで、上記（Ａ）の手法によれば、チョ
ークコイルＬｉｎのインダクタンスとして数ｍＨ〜十数
ｍＨ程度が必要であり、これを実現するためにはチョー
クコイルＬｉｎが大型化し、回路の小型化及び軽量化が
困難になっていた。

【００１１】図１３の（ａ）は上述の図９〜図１２に示
す電源入力回路の入力電圧Ｖｉｎに対する出力電圧（整
流後電圧）Ｖｏの関係を示す図であり、図１３の（ｂ）
は同電源入力回路にかかる負荷電力Ｐｏに対する出力電
圧Ｖｏの関係を示す図である。

【００１２】両図において、は図９に示すコンデンサ
インプット型整流回路を用いた場合の特性を示し、は
図１０に示すコンデンサインプット型整流回路に１個の
チョークコイルＬｉｎを追加した場合の特性を示し、
は図１１に示す昇圧型アクティブフィルタ回路を用いた
場合の特性を示し、は図１２に示す降圧型アクティブ
フィルタ回路を用いた場合の特性を示している。

【００１３】図１３の（ａ），（ｂ）から明らかなよう
に、チョークコイルＬｉｎを追加した回路において、負
荷電力Ｐｏが増加した場合あるいは入力電圧Ｖｉｎの低
下により入力電流Ｉｉｎが増加した場合は、チョークコ
イルＬｉｎのインピーダンスにより出力電圧Ｖｏが著し
く低下する。そのため、後段に接続されるＤＣ／ＤＣコ
ンバータ等の素子の動作範囲を低入力電圧まで広げた
り、瞬時停電対策のためにコンデンサＣ３の容量を増加
させる必要が生じ、コストアップや電源入力回路の大型
化を招いていた。

【００１４】また、上記（Ｂ）の手法によれば、スイッ
チング素子Ｑ１がオン状態であるときにチョークコイル
Ｌｕを流れる電流ΔＩは、スイッチング素子Ｑ１がオン
状態にある期間をＴｏｎ、チョークコイルＬｕのインダ
クタンスをＬｕとすると、ΔＩ＝（Ｖｉｎ／Ｌｕ）×Ｔ
ｏｎで表される。

【００１５】この式から明らかなように、スイッチング
素子Ｑ１の負担を小さくするためにはチョークコイルＬ
ｕのインダクタンスを大きくする必要がある。そのた
め、チョークコイルＬｕのサイズを大きくするか、ある
いはスイッチング素子Ｑ１の電流容量を大きくしなけれ
ばならない。また、スイッチング素子Ｑ１がオン状態で
あるときのみチョークコイルＬｕにエネルギーが蓄えら
れるので、スイッチング素子Ｑ１を流れる電流のピーク
値を大きくしなければならない。更には、図１１に示す
ように、昇圧型アクティブフィルタ回路を実現するため
には複雑な制御回路が必要である。

【００１６】したがって、上記（Ｂ）の手法を用いたと
しても、電源入力回路の複雑化による効率の低下、電源
入力回路の大型化、ノイズの増大及びコストの大幅アッ
プ等を招いていた。

【００１７】そして、これらの諸問題に対する改善方式
としては、上記（Ｃ）の手法による降圧チョッパ回路を
利用した図１２に示すような降圧型のアクティブフィル
タが提案されている。この方式は、（Ｂ）の昇圧型アク
ティブフィルタのように制御回路も複雑化せず、一般的
なＰＷＭ（パルス幅変調）方式を用いて制御される降圧
チョッパ回路において、駆動周波数を商用周波数より十
分に高い周波数で、かつ上記チョークコイルＬ２が電流
不連続モードで動作可能な程度に小さいオンデューティ
で上記スイッチング素子Ｑ１のオン／オフの制御を行
い、降圧チョッパ回路の出力電圧レベルにより、コンデ
ンサＣ３への入力電流の導通期間を伸ばすことが可能に
なる。このため、比較的小型で低コスト化及び低ノイズ
化の実現が可能となり、後段に接続される素子に関して
も動作入力電圧範囲が昇圧型に比べて小さくなるため、
該素子の小型化及びコストダウンを実現している。

【００１８】ところで、このように整流回路部分でもス
イッチング手段を用いることになると、スイッチング素
子において発生するノイズ、及び電力損失は、普通のコ
ンデンサインプット型の整流回路と比較すればどうして
も増加することになる。これは、整流回路部にもう一つ
直流電圧をスイッチング素子によりオン／オフすること
によって制御された所定の直流出力電圧を得るスイッチ
ングレギュレータが追加されたのと同じであるから当
然、従来のスイッチングレギュレータで問題となってい
るノイズ、及び電力損失に関しても同様となるからであ
る。

【００１９】スイッチングレギュレータの従来例として
は、１石式の絶縁型フォワードコンバータや、図１４に
示す２石式の絶縁型フォワード型コンバータ回路等が知
られている。特に２石式絶縁型フォワードコンバータ
は、回路の構成上半導体素子に印加される電圧は、１石
式のそれの半分であるため、１石のコンバータと比較し
て耐圧の低い安価な半導体スイッチング素子を使用する
ことができ、比較的大電力用途で多く使われる回路方式
である。

【００２０】ここで、２石式絶縁型フォワードコンバー
タ回路について説明する。

【００２１】整流素子であるダイオードブリッジＤＢ１
は１００Ｖの商用交流電源入力Ｅｉｎを整流する。この
ダイオードブリッジＤＢ１からの出力は、平滑用のコン
デンサＣ１により直流電圧Ｖｉｎに平滑され、絶縁トラ
ンスＴ及び半導体のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３からな
る直列回路に印加される。

【００２２】この直列回路は、絶縁トランスＴ１の１次
巻線の巻始めの端子側と平滑コンデンサＣ４の“＋”端
子との間に半導体スイッチング素子Ｑ２が挿入され、上
記トランスＴ３の巻終りの端子と平滑コンデンサＣ４の
“−”端子との間に半導体スイッチング素子Ｑ３が挿入
された構成となっている。

【００２３】また、平滑コンデンサＣ４の“−”端子側
には第１のダイオードＤ４のアノードが接続されるとと
もに、そのカソードが半導体スイッチング素子Ｑ２と絶
縁トランスＴの１次巻線との接続点に接続され、更に、
半導体スイッチング素子Ｑ３及び上記トランスＴの１次
巻線の他端の接続点には第２のダイオードＤ５のアノー
ドが接続されるとともに、そのカソードが平滑コンデン
サＣ４の“＋”側端子に接続されている。

【００２４】そして、絶縁トランスＴの２次巻き線には
一組のダイオードＤ６，Ｄ７が接続され、このダイオー
ドＤ６とＤ７のカソードは相互接続され、チョークコイ
ルＬｏを介して平滑コンデンサＣｏの“＋”側に接続さ
れている。更に、コンデンサＣｏの“−”側はダイオー
ドＤ７のアノードと２次巻線の“−”側端子に接続され
ている。そして、これらの回路は２次側整流平滑回路９
を構成する。１０は負荷（ＲＬ）電圧を検出する電圧検
出回路である。

【００２５】上記のコンバータの動作概略は次のように
なる。

【００２６】半導体スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３は、同
期して同時にオン／オフ駆動を行う。このオン／オフ駆
動は、コンバータの直流出力電圧を監視しながら所望の
一定電圧になるよう半導体スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３
のオン／オフの時間比率を制御する一般的なＰＷＭ制御
回路７で行われる。

【００２７】このＰＷＭ制御により、半導体スイッチン
グ素子Ｑ２，Ｑ３を商用交流電源（５０Ｈｚまたは６０
Ｈｚ）より充分に高い周波数でスイッチングすること
で、両スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンした場合にト
ランスＴの１次巻線に入力電圧Ｖｉｎ（Ｅｉｎ）が印加
され、絶縁トランスＴの２次巻線には巻線比に応じた出
力電圧が得られる。そして、この電圧がダイオードＤ
６，Ｄ７で整流されるとともに、チョークコイルＬｏと
コンデンサＣｏで平滑され、平滑コンデンサＣｏの端子
間から所定電圧の直流出力が得られる。

【００２８】また、両スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオ
フすると、絶縁トランスＴに蓄積された励磁エネルギー
は、ダイオードＤ４，Ｄ５を通して入力段に設けられた
平滑コンデンサＣ４に回生され、サージ電圧が吸収され
る。

【００２９】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記のよう
な従来の電源装置においては、次のようなコスト的・回
路的な利点から採用されているが、後述するような電気
的問題点が発生してしまうという欠点があった。

【００３０】降圧アクティブフィルタ回路： １．昇圧型のような複雑な制御回路が必要ないため、一
般的なＰＷＭ回路用ＩＣを利用でき、安価であるととも
に、チョークコイルに印加される電圧も昇圧型に比べ低
いため、同一電力を供給する場合にインダクタンス値を
小さくでき、小型・低コストのコイルを使用可能 ２．スイッチング素子が回路の直列要素になるため、ス
イッチング素子により突入電流の制限回路を兼ねること
ができ、通常突入電流制限のために用いられるトライア
ックやサイリスタなどの電力素子を省略可能 ３．降圧型チョッパ回路で、かつチョークコイルのイン
ダクタンス値が小さくできることで、低入力電圧の場合
にはスイッチング素子がほぼ常時オン状態の場合でもコ
イルによる電圧降下は発生せず、また高入力電圧の場合
にはチョッパ回路により一定電圧に制御されるため、後
段の回路の入力電圧範囲を狭くできる スイッチングレギュレータ（２石式絶縁型フォワードコ
ンバータ）： １．トランスに蓄積されるエネルギーは入力側へ回生さ
れるためサージ電圧の発生を抑制しつつ、一般的なサー
ジ吸収回路であるＲＣＤスナバ回路のように電力損失が
ない しかしながら、このような利点はあるものの降圧型アク
ティブフィルタに関しては、昇圧型と比較すればノイズ
レベルは低くできるものの、ハードスイッチングを行う
ＰＷＭ制御である限り、急峻な電圧変化や電流変化によ
るノイズの発生は避けられない。また、チョークコイル
のインダクタンス値が小さく、かつスイッチング素子が
整流回路に直列に挿入される構造は、通常回路にある突
入電流制限回路が省略できる反面、高入力電圧時にスイ
ッチング素子がショート状態に陥った場合には、後段の
回路に高い電圧が印加されることになってしまう。特
に、耐電圧が規定されるコンデンサなどには大きなスト
レスがかかることになり、素子の劣化を招くだけでな
く、最悪の場合素子の故障に至る可能性も生じてしま
う。

【００３１】このような状態を考慮すると、異常時に印
加される電圧レベルにて素子の耐圧を決定しなければな
らず、部品の大型化やコストアップを招くなど、降圧型
の利点が生かせなくなってしまうことになる。

【００３２】また、２石式絶縁型フォワード型コンバー
タの場合、トランスに蓄積されるエネルギーは入力側へ
回生されるためサージ電圧の発生を抑制しつつ、電力損
失がないという利点はあるものの、平滑コンデンサはほ
ぼ一定の電源電圧に充電されているので、これよりも高
い電圧しか吸収することはできない。

【００３３】また、サージ電圧は絶縁トランスの励磁エ
ネルギーによるものだけでなく、リーケージインダクタ
に蓄えられるエネルギーによっても発生するため、これ
らインダクタによる逆起電圧は変化が急峻であればある
ほど大きなものとなる。

【００３４】つまり、半導体スイッチング素子により高
周波でオン／オフを繰り返す場合には、ターンオン及び
ターンオフ時の電流変化（ｄｉ／ｄｔ）及び電圧変化
（ｄｖ／ｄｔ）を抑えることでサージ電圧の発生を抑制
することが可能であり、半導体スイッチング素子のター
ンオフ時の端子間電圧の立上りを緩慢にすれば、周知の
ようにスイッチング損失が小さくすることができる。そ
こで、スイッチング素子の端子間電圧の立上りを緩やか
にさせるために、図１４の破線で示すように、コンデン
サＣｑ１，Ｃｑ２を半導体スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３
に並列に接続することが考えられる。

【００３５】しかし、上記のようにコンデンサＣｑ１，
Ｃｑを接続すると、ターンオフ時にこのコンデンサが徐
々に充電され、スイッチング素子の端子間電圧も徐々に
高くなる。しかし、コンデンサＣｑ１，Ｃｑのエネルギ
ーがスイッチング素子を介して放出され、電力損失が生
じることになる。

【００３６】本発明は、上記のような問題点に鑑みてな
されたもので、スイッチング動作時のノイズの発生を抑
制でき、電力損失を低減することができる電源装置を提
供することを目的としている。

【００３７】

【課題を解決するための手段】本発明に係る電源装置に
おける整流回路は、入力交流を整流する整流素子と、整
流された直流から高周波成分を除去するローパスフィル
タと、前記整流された入力電圧を入力して降圧するスイ
ッチング素子及びチョークコイル・共振回路を有した降
圧チョッパ回路とを備え、前記スイッチング素子は出力
に接続される負荷回路、及び前記共振回路を挟んで直列
接続された構成とし、前記降圧チョッパ回路の出力電圧
を前記整流された入力電圧のピーク値よりも低い所定値
に制御するように構成したものである。

【００３８】本発明に係る電源装置におけるコンバータ
回路は、２石式の絶縁型フォワードコンバータであっ
て、入力電源の正側に接続された第１のスイッチング素
子と絶縁型トランスとの間に第１のインダクタを有する
とともに、入力電源の負側に接続された第２のスイッチ
ング素子と前記絶縁型トランスとの間に第２のインダク
タを有し、前記第１のスイッチング素子と第１のインダ
クタの接続点と、前記絶縁型トランスと第２のインダク
タの接続点と間に第１のコンデンサを備え、かつ前記第
２のスイッチングと第２のインダクタの接続点と、前記
絶縁型トランスと第１のインダクタの接続点との間に第
２のコンデンサを備えたものである。

【００３９】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施例を説明する。

【００４０】図１は本発明の第１の実施例の構成を示す
電気回路図である。同図において、降圧型アクティブフ
ィルタの回路構成は図１２に示すものとほぼ同じである
が、ここで本実施例と合わせて詳しく説明する。

【００４１】降圧型アクティブフィルタは、以下に説明
するように、整流部、ローパスフィルタ部、降圧チョッ
パ回路部の３回路で構成され、後段のＤＣ／ＤＣコンバ
ータ等の回路に接続される。

【００４２】整流部は、ダイオードブリッジＤＢ１を有
し、該ダイオードブリッジＤＢ１は商用電源Ｅｉｎに接
続されている。

【００４３】ローパスフィルタ１は、上記整流部の出力
端子に接続され、コンデンサＣ１，Ｃ２及びチョークコ
イルＬ１から構成されている。

【００４４】降圧チョッパ回路１１は、上記ローパスフ
ィルタ１の出力側に接続され、ＭＯＳ−ＦＥＴからなる
第１のスイッチング素子Ｑ１１、環流用ダイオードＤ１
１、チョークコイルＬ２及び平滑用のコンデンサＣ３
と、以下に示す部品を追加した構成となっている。

【００４５】すなわち、ＭＯＳ−ＦＥＴからなる第２の
スイッチング素子Ｑ１２とチョークコイルＬ３を、上記
ローパスフィルタ１の出力端と、スイッチング素子Ｑ１
１、チョークコイルＬ２、コンデンサＣ３の閉回路に、
図示のように直列に挿入し、かつ、チョークコイルＬ２
の環流用ダイオードＤ１１と同様にチョークコイルＬ３
の環流用ダイオードＤ１２を図に示すように接続する。
また、環流用ダイオードＤ１１，Ｄ１２にはそれぞれ並
列に共振動作用コンデンサＣｒ１，Ｃｒ２を接続する。
そして、チョークコイルＬ２とコンデンサＣ３の間に直
列に共振動作制限用ダイオードＤ３を接続する。

【００４６】なお、コンデンサＣｒ１とＣｒ２は容量が
同じで、チョークコイルＬ２とＬ３はインダクタンスが
同じである。

【００４７】上記降圧チョッパ回路１１の出力端子は差
動増幅回路８の入力端子に接続され、該差動増幅回路８
の出力端子は誤差増幅回路６の一方の入力端子に接続さ
れている。誤差増幅回路６の他方の入力端子はＶｒｅｆ
の基準電圧源に接続されており、出力端子はＰＷＭ制御
回路７に接続されている。このチョッパ回路１１の出力
電圧Ｖｏは、差動増幅回路８を介して誤差増幅回路６に
入力され、基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。そして、出
力電圧Ｖｏと基準電圧Ｖｒｅｆとの差に応じた信号が、
誤差増幅回路６からＰＷＭ制御回路７に入力される。

【００４８】ＰＷＭ制御回路７は、誤差増幅回路６の出
力信号に応じた信号を降圧チョッパ回路１１のスイッチ
ング素子Ｑ１１及びＱ１２に入力する。これにより、チ
ョッパ回路１１の出力電圧Ｖｏは、基準電圧Ｖｒｅｆに
応じた一定の値をとるようにフィードバック制御され
る。

【００４９】ここで、上記構成での降圧型アクティブフ
ィルタ回路の動作の概略を説明する。なお、本実施例に
て追加したスイッチング素子Ｑ１２及びチョークコイル
Ｌ３に関しての基本動作については合わせて説明する
が、共振動作部の詳しい動作説明については、簡単のた
めアクティブフィルタ回路動作の後に述べる。

【００５０】（１）アクティブフィルタ動作概略 商用電源ＥｉｎをダイオードブリッジＤＢ１で整流した
後の電圧Ｖｉｎはローパスフィルタ１に入力され、この
ローパスフィルタ１の出力は降圧チョッパ回路１１に入
力される。

【００５１】降圧チョッパ回路１１は、出力電圧Ｖｏが
所定の値をとるように、入力される商用電源の商用周波
数より十分に高い所定周波数において、入力電圧と出力
電圧により一義的に決定されるオンデューティで、スイ
ッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を制御する。

【００５２】このとき、図２の（ａ）に示すように、ダ
イオードブリッジＤＢ１により整流された交流入力電圧
Ｖｉｎは半周期毎の正弦波状電圧となるが、このＶｉｎ
が出力電圧Ｖｏより大きくなる期間、つまり図２の時点
ｔ１から時点ｔ２の間及びｔ４から時点ｔ５の間にスイ
ッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２が適切なオンデューティに
て駆動されることで、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２
とチョークコイルＬ２，Ｌ３には図３に示すような電流
が流れ、ローパスフィルタ１により入力電流Ｉｉｎは、
図２の（ｂ）に示すようになる。この入力電流は、スイ
ッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のオンデューティが大きけ
れば増加し、小さければ減少し、出力電圧が一定に制御
される。

【００５３】このようなスイッチング動作により、チョ
ークコイルＬ２及びＬ３に流れる電流ＩＬは、以下のよ
うに求められる。

【００５４】（ａ）Ｖｉｎ≦Ｖｏの期間 入力電圧が出力電圧以下の場合には、基本的に出力側へ
のエネルギーの供給は行われないため、次のようにな
る。 Ｑ１，Ｑ２：ＯＮ ＩＬ＝０ Ｑ１，Ｑ２：ＯＦＦ ＩＬ＝０ （ｂ）Ｖｓ＞Ｖｏの期間 入力電圧が出力電圧よりも大きくなった場合には、スイ
ッチング素子のオン／オフにより出力へのエネルギー供
給が可能となり、そのときのスイッチング素子のスイッ
チング周期をＴｓとし、ＯＮ時間をｔｏｎとして、かつ
チョークコイルＬ２及びＬ３のインダクタンス値をＬ
ｏ、ダイオードＤ３の順方向電圧降下をＶｆとした場
合、電流ＩＬは次式で表される。 ・Ｑ１，Ｑ２：ＯＮ ＩＬ＝[（Ｖｉｎ−Ｖｏ−Ｖｆ）／（２×Ｌｏ）]×ｔ この電流ＩＬは時間の経過とともに増加し、そのピーク
値ＩＬｐは、次式のようになる。 ＩＬｐ＝[（Ｖｉｎ−Ｖｏ−Ｖｆ）／（２×Ｌｏ）]×Ｔ
ｏｎ ・Ｑ１，Ｑ２：ＯＦＦ スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２がオフになると、チョ
ークコイルＬ２及びＬ３を流れていた電流が次のように
構成される閉回路内を流れることで、各チョークコイル
Ｌ２，Ｌ３に蓄積されたエネルギーをコンデンサＣ３へ
供給する。

【００５５】閉回路：Ｌ２−Ｄ３−Ｃ３−Ｄ１−Ｌ２ 閉回路：Ｌ３−Ｄ２−Ｄ１−Ｃ３−Ｌ３ このとき、各チョークコイルＬ２，Ｌ３に流れる電流Ｉ
Ｌ′は、次のようになり、時間の経過とともに減少す
る。

【００５６】 ＩＬ′＝ＩＬｐ−[（（Ｖｏ−Ｖｆ）／Ｌｏ）×Ｔ] したがって、電源ＩＬ′の値が０になるまでの時間Ｔｏ
ｆｆ′は次のようになる。

【００５７】Ｔｏｆｆ′＝[（Ｖｉｎ−Ｖｏ−Ｖｆ）／
（２×（Ｖｏ−２×Ｖｆ））]×Ｔｏｎ ここで、Ｖｆ≒０とすると、次のようになる。

【００５８】Ｔｏｆｆ′＝[（Ｖｉｎ−Ｖｏ）／（２×
Ｖｏ）]×Ｔｏｎ 降圧型アクティブフィルタの場合、図３に示すように、
最大負荷時でもＴｏｆｆ′＜Ｔｏｆｆ（Ｔｏｆｆはスイ
ッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２がオフ状態にされる時間）
となるように、つまり最大負荷時でもチョークコイルが
電流不連続モードで動作可能となるように、チョークコ
イルＬ２，Ｌ３のインダクタンス値Ｌｏを決定する。

【００５９】これにより、チョークコイルＬ２，Ｌ３に
蓄えられたエネルギーは各周期毎にすべて放出される。

【００６０】また入力電流Ｉｉｎの値は、スイッチング
素子Ｑ１１及びＱ１２を流れる電流をスイッチング周期
毎に平均した値となるため、次のようになり、その入力
電流波形は入力電圧（整流後電圧）Ｖｉｎと出力電圧Ｖ
ｏとの差（Ｖｓ−Ｖｏ）に比例する。

【００６１】 Ｉｉｎ＝[（１×２）×Ｔｏｎ×ＩＬｐ]／Ｔｓ ＝[（Ｔｏｎ＾２）／（４×Ｌｏ×Ｔｓ）]×（Ｖｉｎ−Ｖｏ） つまり、入力電流の導通角は、Ｖｏとして適切な値を設
定することにより、任意の値をとることができ、高調波
電流を抑制することが可能となる。

【００６２】以上が本実施例での降圧型アクティブフィ
ルタの概略動作であり、次に共振回路部を含めた降圧チ
ョッパ回路１１の動作を説明する。

【００６３】（２）降圧チョッパ回路１１の電圧・電流
共振動作 本実施例の降圧チョッパ回路１１に付加された共振回路
の動作を、図４に示す各動作モード毎に説明する。

【００６４】ここでは、上記アクティブフィルタの動作
で説明したように、入力電圧をＶｉｎ、出力電圧をＶｏ
とし、これらを定電圧源とする。また、Ｖｆ≒０とす
る。

【００６５】また、コンデンサＣｒ１，Ｃｒ２は同じ容
量値Ｃｒとし、チョークコイルＬ２，Ｌ３も同じインダ
クタンス値Ｌｏとする。

【００６６】（ａ）図４の（ａ）に示す降圧チョッパ回
路１１が、以下の（ｂ）→（ｃ）→（ｄ）→（ｅ）→
（ｆ）→（ｂ）のように等価回路が移り変わる。

【００６７】（ｂ）Ｔ０＜ｔ＜Ｔ１：電流共振期間 本実施例の降圧型アクティブフィルタは電流不連続モー
ドで動作するため、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２が
ターンオンする寸前には、コンデンサＣｒ１，Ｃｒ２に
蓄積された電荷が零、つまりコンデンサＣｒ１，Ｃｒ２
の端子電圧が零の状態であり、また各チョークコイルＬ
２，Ｌ３の電流もまた零である。

【００６８】このとき、等価回路は図４の（ｂ）とな
り、スイッチング素子Ｑ１１及びＱ１２がｔ＝Ｔ０のと
きターンオンすると、二つの閉回路が構成される。

【００６９】 閉回路１：Ｖｉｎ′＋′−Ｃｒ１−Ｌ３−Ｖｉｎ′−′ 閉回路２：Ｖｉｎ′＋′−Ｌ２−Ｃｒ１−Ｖｉｎ′−′ これらの二つの閉回路は、それぞれコンデンサＣｒ１と
チョークコイルＬ３、コンデンサＣｒ２とチョークコイ
ルＬ２により共振状態となり、スイッチング素子Ｑ１
１，Ｑ１２に流れる電流ｉｓは次のようになり、正弦波
状に時間とともに増加し、コンデンサＣｒ１及びＣｒ２
の端子電圧を上昇させていく。

【００７０】

【数１】 一方、チョークコイルＬ２及びＬ３の端子電圧ｖＬは、
次のようになって減少していく。

【００７１】

【数２】 コンデンサＣｒ１，Ｃｒ２の端子間電圧ｖｃが出力電圧
とチョークコイルＬ２，Ｌ３の端子間電圧ｖＬとの和よ
りも大きくなる（ｖｃ≧Ｖｏ＋ｖＬ）と、ダイオードＤ
３が導通し、共振期間は終了して次の状態へ移行する。

【００７２】この共振終了時のコイル電圧ｖＬは、次の
ようになる。

【００７３】ｖＬ＝（Ｖｉｎ−Ｖｏ）／２ したがって、次式が成立する。

【００７４】Ｔ１−Ｔ０＝ｃｏｓ^-1（（Ｖｉｎ−Ｖｏ）
／（２×Ｖｏ）） また、このときのコンデンサの端子間電圧ｖｃは、次の
ようになる。

【００７５】 ｖｃ＝Ｖｉｎ−ｖＬ＝（Ｖｉｎ＋Ｖｏ）／２ （ｃ）Ｔ１＜ｔ＜Ｔ２（＝ｔｏｎ＋Ｔ０）：チョークコ
イル励磁期間 Ｔ１においてダイオードＤ３が導通し、共振期間が終了
すると、チョークコイルＬ２，Ｌ３の端子間電圧ｖＬは
次のようになり、コンデンサＣｒ１，Ｃｒ２の端子間電
圧ｖｃは一定となって、等価回路は図４の（ｃ）とな
る。

【００７６】ｖＬ＝１／２×（Ｖｉｎ−Ｖｏ） このとき、チョークコイルＬ２，Ｌ３に流れる電流ｉＬ
は、線形的に次式となって時間とともに増加する。

【００７７】 ｉＬ＝１／Ｌｏ×ｖＬ×（ｔ−Ｔ１） ＝（Ｖｉｎ−Ｖｏ）／（２×Ｌｏ）×（ｔ−Ｔ１） スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のオン時間ｔｏｎはＰ
ＷＭ制御により決定されており、この時間に達するとス
イッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２はオフ状態へ移行する。

【００７８】このときのコイル電流ｉＬは、次式のよう
になる。

【００７９】 ｉＬｐ＝（Ｖｉｎ−Ｖｏ）／（２×Ｌｏ）×（Ｔ２−Ｔ１） ＝（Ｖｉｎ−Ｖｏ）／（２×Ｌｏ）×（ｔｏｎ＋（Ｔ０−Ｔ１）） また、コンデンサＣ３の電流ｉｃ３は、次のようにな
る。

【００８０】ｉｃ３＝ｉＬ−Ｉｏ （ｄ）Ｔ２＜ｔ＜Ｔ３：電圧共振期間 Ｔ２においてスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２がオフ状
態へ移行すると、等価回路は図４の（ｄ）となる。この
とき、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の寄生容量Ｃｓ
１，Ｃｓ２も共振要素として含まれるが、ここでは簡単
化のためＣｓ１，Ｃｓ２＜＜Ｃｒ１，Ｃｒ２として無視
して説明する。

【００８１】スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２がターン
オフすると、（ｂ）と同様に二つの閉回路が構成され
る。

【００８２】 閉回路１：Ｃｒ１′＋′−Ｌ２−Ｄ３−Ｃｏ−Ｃｒ１′−′ 閉回路２：Ｃｒ２′＋′−Ｄ３−Ｃｏ−Ｌ３−Ｃｒ１′−′ これらの二つの閉回路は、それぞれコンデンサＣｒ１と
チョークコイルＬ２、コンデンサＣｒ２とチョークコイ
ルＬ３により共振状態となり、スイッチング素子Ｑ１
１，Ｑ１２の端子間電圧Ｖｓは、次のようになる。

【００８３】Ｖｓ＝（Ｖｉｎ−（ｖｃ＋ｖＬ））／２ このとき、ｖｃ，ｖＬはそれぞれｔ＝Ｔ１時の電圧を保
持しているため、ｔ＝Ｔ２においてはＶｓ＝０となり、
ターンオフと同時に正弦波状に上昇する。

【００８４】また、このときのコンデンサ電圧ｖｃ、コ
イル電圧ｖＬの式は次のように表される。

【００８５】

【数３】 以上より、次式が成り立つ。

【００８６】

【数４】 このコンデンサ電圧ｖｃをｃｏｓのみの式に書き換える
と、次のようになり、ある位相α分遅れた余弦波状にな
る。

【００８７】

【数５】 上式で示されるように、コンデンサＣｒ１，Ｃｒ２の端
子間電圧ｖｃが変化し、端子間電圧が零となると、ダイ
オードＤ１，Ｄ２がオンとなり、共振状態は終了し、次
の状態へ移行する。このとき、ｖｃ（Ｔ３）＝０より、
Ｔ３−Ｔ２＝１／ωｒ×（π／２−α）と求められる。

【００８８】 （ｅ）Ｔ３＜ｔ＜Ｔ４：チョークコイルリセット期間 ｔ＝Ｔ３のとき、ダイオードＤ１，Ｄ２はオン状態へ移
行し、等価回路は図４の（ｅ）となり、ｉＬ（Ｔ４）＝
０となる期間まで続く。

【００８９】このとき、チョークコイルＬ２，Ｌ３に流
れる電流は、出力電圧Ｖｏによってリセットされ、線形
的に減少し、次式で表される。

【００９０】 ｉＬ＝ｉＬ（Ｔ３）−Ｖｏ／Ｌｏ×（ｔ−Ｔ３） よって、このコイルＬ２，Ｌ３のリセット期間Ｔ４−Ｔ
３は、次のようになる。

【００９１】Ｔ４−Ｔ３＝ｉＬ（Ｔ３）×Ｌｏ／Ｖｏ （ｆ）Ｔ４＜ｔ＜Ｔ５：ダイオードＤ３ オフ期間 ｔ＝Ｔ４において、ｉＬ＝０となるとダイオードＤ３は
オフ状態になり等価回路は図４の（ｆ）となる。このと
き、負荷へはコンデンサＣ３により電力が供給され、こ
の状態がスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２がオンされる
まで継続する。

【００９２】以上述べてきたように、本実施例の回路構
成によれば、図５に各部電圧電流波形を示すように、ス
イッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２がターンオンする場合に
はスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２ｎｉ流れる電流が共
振することにより、零電流スイッチングが行われ、ま
た、ターンオフ時にはスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２
にかかる電圧が共振することにより、零電圧スイッチン
グが行うことが可能となる。

【００９３】また、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を
整流回路内の直列要素として、二つ挿入されるため、ス
イッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の何れかに異常が生じて
短絡状態に陥ったような場合にも、回路全体がショート
状態になり、出力段の素子にストレスがかかるようなこ
とを防止することが可能となる。

【００９４】すなわち、降圧型アクティブフィルタ回路
の利点を生かすとともに、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ
１２を整流回路と直列に２個挿入することで、片側のス
イッチング素子に異常が生じた場合の欠点を改善し、か
つ、電流共振及び電圧共振動作を利用することで、スイ
ッチング動作時のノイズの発生を抑制するとともに、ス
イッチング素子での電力損失の低減を図ることができ
る。

【００９５】図６は本発明の第２の実施例の示す回路図
であり、図１４と同一符号は同一構成要素を示している
ので、重複する詳細説明は省略する。

【００９６】本実施例によるＤＣ−ＤＣコンバータは、
図１４の回路に、インダクタＬｒ１，Ｌｒ２（Ｌｒ１＝
Ｌｒ２＝Ｌｒ）とコンデンサＣｒ１１，Ｃｒ１２，Ｃｓ
（Ｃｒ１１＝Ｃｒ１２＝Ｃｒ）とから成る共振回路２１
を付加することによって構成される。

【００９７】第１のインダクタＬｒ１は第１のスイッチ
ング素子Ｑ２と絶縁トランスＴとの間に直列に接続さ
れ、同様に第２のインダクタＬｒ２は第２のスイッチン
グ素子Ｑ３と絶縁トランスＴとの間に直列に接続され
る。

【００９８】第１のコンデンサＣｒ１１の一端は、イン
ダクタＬｒ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点に、も
う一端はインダクタＬｒ２と絶縁トランスＴとの接続点
にそれぞれ接続されており、第２のコンデンサＣｒ１２
も同様に、その一端はインダクタＬｒ１と絶縁トランス
Ｔとの接続点に、もう一端はインダクタＬｒ２とスイッ
チング素子Ｑ３との接続点にそれぞれ接続されている。
更に、第３のコンデンサＣｏが２次側の環流用ダイオー
ドＤ７と並列に接続されている。

【００９９】ここで、上記のコンバータの動作について
説明する。

【０１００】２石式フォワード型コンバータの動作につ
いて、半導体のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が同時にオ
ン／オフし、これに基づいて絶縁トランスＴの１次巻線
Ｎｐに断続的に電圧が印加され、２次巻線Ｎｓに交流が
発生し、これが２次側整流回路９で直流に変換される主
動作は図１４の回路と同一であるため、本実施例にて付
加した回路の動作について図７に示す各部の動作波形に
基づいて説明する。

【０１０１】（１）Ｔ０＜ｔ＜Ｔ１：電流共振期間 スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がターンオンする直前は、
絶縁トランスＴのリセット動作により、回路内において
はコンデンサＣｒ１１，Ｃｒ１２の電圧Ｖｃｒ１，Ｖｃ
ｒ２はともに上側（インダクタＬｒ１に接続される端子
側）が負となるように充電されている。

【０１０２】このとき、スイッチング素子Ｑ２及びＱ３
がｔ＝Ｔ０においてターンすると、絶縁トランスＴの２
次巻線は短絡状態となるため、１次巻線のインダクタン
スもほぼ零になり、等価的に二つの閉回路が構成され
る。

【０１０３】 閉回路１：Ｖｉｎ′＋′−Ｃｒ１−Ｌｒ２−Ｖｉｎ′−′ 閉回路２：Ｖｉｎ′＋′−Ｌｒ１−Ｃｒ２−Ｖｉｎ′−′ これらの二つの閉回路は、それぞれコンデンサＣｒ１１
とインダクタＬｒ２、コンデンサＣｒ１２とインダクタ
Ｌｒ１により共振状態となり、スイッチング素子Ｑ２，
Ｑ３に流れる電流ｉｑ１，ｉｑ２は正弦波状に時間とと
もに増加し、それに伴いコンデンサＣｒ１１及びＣｒ１
２の端子電圧を上昇させていく。

【０１０４】一方、インダクタＬｒ１及びＬｒ２の端子
電圧ｖＬは余弦波状に減少していく。

【０１０５】また、ターンオン時に絶縁トランスＴの１
次巻線にはコンデンサＣｒ１１，Ｃｒ１２に充電されて
いた負の電圧が印加される。これによりスイッチング素
子Ｑ２，Ｑ３に流れる電流が増加し、コンデンサＣｒ１
１，Ｃｒ１２の端子電圧が徐々に増加していくとトラン
スＴの１次巻線に印加される電圧も上昇していき、コイ
ルの電圧が零になると整流用ダイオードＤ６が導通する
とともに、１次巻線の励磁が開始され、共振状態は終了
する。

【０１０６】このとき、コンデンサＣｒ１１，Ｃｒ１２
の端子電圧とインダクタＬｒ１，Ｌｒ２の端子電圧の和
は、入力電圧レベルに達している。

【０１０７】（２）Ｔ１＜ｔ＜Ｔ２：１次巻線励磁期間 ｔ＝Ｔ１において整流用ダイオードＤ６が導通すると、
トランスＴの１次巻線の励磁が開始され、２次側巻線の
電流が出力電流と等しくなると、環流用ダイオードＤ７
がオフ状態へ移行し、整流用ダイオードＤ６から電力供
給が開始され、次の段階へ移行する。

【０１０８】（３）Ｔ２＜ｔ＜Ｔ３：チョークコイル励
磁期間 ｔ＝Ｔ４において整流用ダイオードＤ６からの電力供給
が開始されると、出力の平滑用チョークコイルＬｏの励
磁が開始される。

【０１０９】このとき、チョークコイルＬｏの電流はト
ランスＴの２次巻線の出力電圧をＶｓとすると、次のよ
うになり、時間とともに増加していく。

【０１１０】ｉＬ＝（Ｖｓ−Ｖｏ）／Ｌｏ×ｔ スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオン時間ｔｏｎはＰＷＭ
制御により決定されており、この時間Ｔ３＝Ｔ０＋ｔｏ
ｎに達すると、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３はオフ状態
へ移行する。

【０１１１】（４）Ｔ３＜ｔ＜Ｔ４：電圧共振期間 ｔ＝Ｔ３においてスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオフ状
態へ移行すると、インダクタＬｒ１，Ｌｒ２及び絶縁ト
ランスＴの１次巻線に逆起電圧が発生する。

【０１１２】これにより、まず次の閉回路が形成され
る。

【０１１３】 閉回路１：Ｃｒ１′＋′−Ｌｒ１−ＮＰ−Ｃｒ１′−′ 閉回路２：Ｃｒ２′＋′−ＮＰ−Ｌｒ２−Ｃｒ１′−′ そして、これら二つの閉回路は、それぞれコンデンサＣ
ｒ１１とインダクタＬｒ１、Ｃｒ１２とインダクタＬｒ
２により共振状態となる。

【０１１４】コンデンサＣｒ１１，Ｃｒ１２の端子電圧
とインダクタＬｒ１，Ｌｒ２の端子電圧の和は、上述の
（１）の共振時に入力電圧レベルとなっているため、コ
ンデンサＣｒ１１，Ｃｒ１２が徐々に放電を開始するこ
とで、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の端子間電圧Ｖｓは
ターンオフと同時に正弦波状に上昇する。

【０１１５】コンデンサＣｒ１１，Ｃｒ１２の放電が進
み、その端子電圧が零になると、次の段階へ移行する。

【０１１６】 （５）Ｔ４＜ｔ＜Ｔ５：絶縁トランスリセット期間 ｔ＝Ｔ４においてコンデンサＣｒ１１，Ｃｒ１２の端子
電圧が零になると、次の閉回路も形成される。

【０１１７】平滑コンデンサＣ４“−”−ダイオードＤ
５−トランスＴの１次巻線Ｎｐ−ダイオードＤ４−平滑
コンデンサＣ４“＋” これにより、絶縁トランスＴの１次巻線に蓄えられたエ
ネルギーは平滑コンデンサＣ４に回生される。

【０１１８】このとき、コンデンサＣｒ１１，Ｃｒ１２
とインダクタＬｒ１，Ｌｒ２の形成する閉回路もそのま
まこのリセット時の閉回路に取り込まれるため、今度は
逆向きに充電されることになり、インダクタＬｒ２に接
続される側が“正”となるように充電が行われる。この
ため、コンデンサＣｒ１１，Ｃｒ１２とインダクタＬｒ
１，Ｌｒ２の共振エネルギーは保存され、エネルギーの
損失は発生しない。

【０１１９】その後、上述の（１）の動作に戻り、これ
らの一連の動作を繰り返す。

【０１２０】なお、コンデンサＣｒ１３は２次側整流回
路９のチョークコイルＬｏ及び平滑コンデンサＣｏの容
量により、付加した共振回路側に影響を与えないように
設けた共振補助用のコンデンサである。

【０１２１】以上述べてきたように、本実施例の回路構
成によれば、図７に各部の電圧電流波形を示し、図８に
その拡大図を示すように、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３
がターンオンする場合にはスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３
に流れる電流が共振することにより、零電流スイッチン
グが行われ、また、ターンオフ時にはスイッチング素子
Ｑ２，Ｑ３にかかる電圧が共振することにより、零電圧
スイッチングが行うことが可能となる。

【０１２２】すなわち、２石式フォワード型コンバータ
において、半導体のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３と絶縁
トランスＴからなる直列回路部において、スイッチング
素子Ｑ２と絶縁トランスＴとの間にインダクタＬｒ１を
挿入し、スイッチング素子Ｑ３と絶縁トランスＴとの間
にインダクタＬｒ２を挿入し、かつ、トランスＴの２次
側において、環流用ダイオードＤ７と並列にコンデンサ
Ｃｒ１３を接続した共振回路２１を備え、スイッチング
素子Ｑ２，Ｑ３のスイッチング動作時に、スイッチング
素子Ｑ２，Ｑ３に流れる電流及び端子間電圧の変化を緩
やかにすることで、サージ電圧を吸収して抑制し、スイ
ッチング損失の低減を図ることができる。

【０１２３】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
高調波電流対策手段としては、従来の手段より簡単な構
成で、比較的小型で低コスト化が図れ、かつ後段に接続
される素子の動作入力電圧範囲を小さくして後段回路の
素子の小型化及びコストダウンを図ることができるとい
う降圧型アクティブフィルタの特徴を生かしつつ、更に
安全性・信頼性を向上させることができるとともに、零
電流・零電圧スイッチングを行うことで、スイッチング
素子でのノイズ発生を抑制し、また電力損失を低減する
効果が得られる。

【０１２４】また、本発明によれば、サージ電圧の吸収
及びスイッチング損失の低減が良好に達成され、損失の
少ないスイッチング電源装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の第１の実施例の構成を示す回路図

【図２】 第１の実施例の入力電圧電流を示す波形図

【図３】 第１の実施例のチョークコイルの電流波形を
示す図

【図４】 図１の降圧チョッパ回路の各動作モードにお
ける等価回路図

【図５】 図１の降圧チョッパ回路の各部の動作波形を
示す図

【図６】 本発明の第２の実施例の構成を示す回路図

【図７】 第２の実施例の各部の動作波形を示す図

【図８】 図７の動作波形の拡大図

【図９】 従来のコンデンサインプット型の整流回路を
示す図

【図１０】 従来のチョークインプットの整流回路を示
す図

【図１１】 従来の昇圧型アクティブフィルタを用いた
整流回路を示す図

【図１２】 従来の降圧型アクティブフィルタを用いた
整流回路を示す図

【図１３】 従来の各種整流回路の入出力特性を示す図

【図１４】 従来の２石式フォワードコンバータ回路を
示す図

【符号の説明】

１ ローパスフィルタ ６ 誤差増幅回路 ７ ＰＷＭ制御回路 ８ 差動増幅回路 ９ ２次側整流回路 １０ 電圧検出回路 １１ 降圧チョッパ回路 ２１ 共振回路 Ｑ２ スイッチング素子 Ｑ３ スイッチング素子 Ｑ１１ スイッチング素子 Ｑ１２ スイッチング素子 Ｌ２ チョークコイル Ｌ３ チョークコイル Ｌｒ１ インダクタ Ｌｒ２ インダクタ Ｔ 絶縁トランス Ｃ１ 平滑コンデンサ Ｃ２ 平滑コンデンサ Ｃｒ１ コンデンサ Ｃｒ２ コンデンサ Ｃｒ１１ コンデンサ Ｃｒ１２ コンデンサ Ｃｒ１３ コンデンサ Ｄ１ ダイオード Ｄ２ ダイオード ＤＢ１ ダイオードブリッジ

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力交流を整流する整流素子と、整流さ
   れた直流から高周波成分を除去するローパスフィルタ
   と、前記整流された入力電圧を入力して降圧するスイッ
   チング素子及びチョークコイル・共振回路を有した降圧
   チョッパ回路とを備え、前記降圧チョッパ回路の出力電
   圧を前記整流された入力電圧のピーク値よりも低い所定
   値に制御することを特徴とする整流回路を備える電源装
   置。
2. 【請求項２】 降圧チョッパ回路のスイッチング素子の
   オン／オフ比率を出力電圧及び入力電圧に応じてパルス
   幅変調制御することを特徴とする請求項１記載の整流回
   路を備える電源装置。
3. 【請求項３】 降圧チョッパ回路のスイッチング素子は
   二つ負荷回路を挟んで回路に直列となるように接続した
   ことを特徴とする請求項１または２記載の整流回路を備
   える電源装置。
4. 【請求項４】 降圧チョッパ回路のスイッチング素子の
   ターンオン時には電流共振させ、ターンオフ時には電圧
   共振させることを特徴とする請求項１ないし３何れか記
   載の整流回路を備える電源装置。
5. 【請求項５】 降圧チョッパ回路のスイッチング素子を
   入力交流周波数より十分に高い周波数でかつ電流不連続
   モードで動作可能な小さなオンデューティで制御するこ
   とを特徴とする請求項１ないし４何れか記載の整流回路
   を備える電源装置。
6. 【請求項６】 降圧チョッパ回路の入力電圧が出力電圧
   より低い場合はスイッチング素子をオン状態に維持する
   ことを特徴とする請求項５記載の整流回路を備える電源
   装置。
7. 【請求項７】 ２石式の絶縁型フォワードコンバータで
   あって、入力電源の正側に接続された第１のスイッチン
   グ素子と絶縁型トランスとの間に第１のインダクタを有
   するとともに、入力電源の負側に接続された第２のスイ
   ッチング素子と前記絶縁型トランスとの間に第２のイン
   ダクタを有し、前記第１のスイッチング素子と第１のイ
   ンダクタの接続点と、前記絶縁型トランスと第２のイン
   ダクタの接続点と間に第１のコンデンサを備え、かつ前
   記第２のスイッチングと第２のインダクタの接続点と、
   前記絶縁型トランスと第１のインダクタの接続点との間
   に第２のコンデンサを備えたことを特徴とするコンバー
   タからなる電源装置。
8. 【請求項８】 第１のインダクタと第１のコンデンサに
   よる共振動作と、第２のインダクタと第２のコンデンサ
   による共振動作とにより、スイッチング素子のターンオ
   ン時には電流共振させ、ターンオフ時には電圧共振させ
   ることを特徴とする請求項７記載のコンバータからなる
   電源装置。
9. 【請求項９】 絶縁型トランスの２次側整流回路にコン
   デンサを接続したことを特徴とする請求項７または８記
   載のコンバータからなる電源装置。
10. 【請求項１０】 スイッチング素子のオン／オフ比率を
    出力電圧及び入力電圧に応じてパルス幅変調制御するこ
    とを特徴とする請求項７ないし９何れか記載のコンバー
    タからなる電源装置。