CN112467989A - 一种准单级高功率因数交流直流变换器 - Google Patents

一种准单级高功率因数交流直流变换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种准单级高功率因数交流直流变换器，包括Boost PFC电路和LLC谐振电路；Boost PFC电路和LLC谐振电路复用开关管S1和S2；Boost PFC电路包括滤波器、整流电路和功率因数校正单元，所述整流电路包括整流桥和输入电容Cin，所述整流桥包括四个二极管D1～D4；所述功率因数校正单元包括升压电感L1和L2、续流二极管D5和D6、储能电容Cd、开关管S1和S2与母线电容Cbus；所述LLC谐振电路包括与Boost PFC电路复用的开关管S1和S2、谐振电感Lr、谐振电容Cr、变压器TR、输出二极管D7和D8与输出电容Co。本发明变换器母线电容电位稳定，可以有效减小EMI问题。

Description

一种准单级高功率因数交流直流变换器
技术领域
本发明属于开关电源技术领域，涉及一种准单级高功率因数交流直流变换器。
背景技术
由于电力电子装置中非线性元件和储能元件等的存在，会给公用电网造成严重污染，使得输入电流波形发生严重畸变，网侧输入功率因数偏低。为了满足国际电工委员会的谐波标准IEC61000-3-2的要求，功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)技术被应用于这些电力电子装置当中。
图1示出了一种传统的两级式Boost-LLC变换器，可以达到较高的功率因数，并且母线电压可以精确控制，但总体结构复杂、元件数量较多，因此成本和设计难度都相应增大。
考虑到结构特性和整体成本，目前应用较为广泛的PFC变换器主要是准单级式Boost-LLC变换器。如图2所示，传统的准单级式Boost-LLC变换器，具有结构简单，元件数量较少等优点，但由于Boost电路处于开环状态，并且占空比恒定为0.5，因此其母线电压Vbus会大于输入电压峰值的2倍，这样就会使得在高压输入时母线电压过高，开关管等功率器件的电压应力增大，造成功率器件选型困难、成本增加；如图3所示为另一种现有技术的准单级式Boost-LLC变换器，虽然可以降低母线电压过高的问题，但由于母线电容两端浮地，会引入严重的共模干扰问题。
发明内容
为解决上述问题，本发明的技术方案为：一种准单级高功率因数交流直流变换器，包括Boost PFC电路和LLC谐振电路；Boost PFC电路和LLC谐振电路复用开关管S1和S2；Boost PFC电路包括滤波器、整流电路和功率因数校正单元，所述整流电路包括整流桥和输入电容Cin，所述整流桥包括四个二极管D1～D4；所述功率因数校正单元包括升压电感L1和L2、续流二极管D5和D6、储能电容Cd、开关管S1和S2与母线电容Cbus；所述LLC谐振电路包括与BoostPFC电路复用的开关管S1和S2、谐振电感Lr、谐振电容Cr、变压器TR、输出二极管D7和D8与输出电容Co。
优选地，所述滤波器的一输入端接输入交流源Vac的一端，另一输入端接输入交流源Vac的另一端；滤波器的一输出端接整流桥的一输入端，另一输出端接整流桥的另一输入端；二极管D1的阴极和二极管D3的阴极相连，并且连接到输入电容Cin的正极，共同作为整流电路的正输出端，二极管D2的阳极和二极管D4的阳极相连，并且连接到输入电容Cin的负极，共同作为整流电路的负输出端，二极管D1的阳极和二极管D2的阴极相连，共同作为整流桥的一输入端，连接到滤波器的一输出端，二极管D3的阳极和二极管D4的阴极相连，共同作为整流桥的另一输入端，连接到滤波器的另一输出端。
优选地，所述功率因数校正单元的升压电感L1的一端和整流电路的正输出端相连，另一端和续流二极管D5的阳极相连，续流二极管D5的阴极连接到升压电感L2的一端和储能电容Cd的正极，升压电感L2的另一端和续流二极管D6的阳极相连，续流二极管D6的阴极连接到开关管S1的漏极和母线电容Cbus的正极，储能电容Cd的负极连接到开关管S1的源极和开关管S2的漏极，母线电容Cbus的负极与开关管S2的源极相连，并一起连接到整流电路的负输出端。
优选地，所述LLC谐振电路的谐振电感Lr的一端连接到功率因数校正单元中储能电容Cd的负极，另一端连接到谐振电容Cr的一端，谐振电容Cr的另一端连接到变压器TR原边的一端，变压器TR原边的另一端连接到功率因数校正单元中母线电容Cbus的负极，变压器TR原副边的匝比为n：1，其中副边的绕制方法为含有中心抽头式的绕法，抽头处异名端相连，并连接到输出电容Co的负极，两个副边绕组的同名端分别连接到输出二极管D7和D8的阳极，输出二极管D7和D8的阴极相连，一起连接到输出电容Co的正极，输出电容Co两端接负载。
优选地，所述功率因数校正单元的升压电感L1的一端和整流电路的负输出端相连，另一端和续流二极管D5的阴极相连，续流二极管D5的阳极连接到升压电感L2的一端和储能电容Cd的负极，升压电感L2的另一端和续流二极管D6的阴极相连，续流二极管D6的阳极连接到开关管S2的源极和母线电容Cbus的负极，储能电容Cd的正极连接到开关管S1的源极和开关管S2的漏极，母线电容Cbus的正极与开关管S1的漏极相连，并一起连接到整流电路的正输出端。
优选地，所述功率因数校正单元还包括一个两绕组的耦合电感TR1，耦合电感TR1原边绕组的同名端和整流电路的正输出端相连，异名端和续流二极管D5的阳极相连，耦合电感TR1副边绕组的异名端连接到续流二极管D5的阴极和储能电容Cd的正极，耦合电感TR1副边绕组的同名端和续流二极管D6的阳极相连，续流二极管D6的阴极连接到开关管S1的漏极和母线电容Cbus的正极，储能电容Cd的负极连接到开关管S1的源极和开关管S2的漏极，母线电容Cbus的负极与开关管S2的源极相连，并一起连接到整流电路的负输出端。
优选地，所述功率因数校正单元还包括一个两绕组的耦合电感TR1，耦合电感TR1原边绕组的异名端和整流电路的负输出端相连，同名端和续流二极管D5的阴极相连，耦合电感TR1副边绕组的同名端连接到续流二极管D5的阳极和储能电容Cd的负极，异名端和续流二极管D6的阴极相连，续流二极管D6的阳极连接到开关管S2的源极和母线电容Cbus的负极，母线电容Cbus的正极和开关管S1的漏极相连，一起连接到整流电路的正输出端，储能电容Cd的正极连接到开关管S1的源极和开关管S2的漏极，耦合电感TR1原边和副边的匝比为m：1。
与现有技术相比，本发明的有益效果如下：
本发明能够有效降低母线电压为传统的准单级Boost-LLC变换器的一半左右，降低功率器件和母线电容的电压应力，减小电路成本；相比于现有技术低母线电压的准单级Boost-LLC变换器，本发明的变换器母线电容电位稳定，可以有效减小EMI问题。
附图说明
图1为现有技术中传统两级式Boost-LLC拓扑结构示意图；
图2为现有技术中传统准单级式Boost-LLC拓扑结构示意图；
图3为现有技术中低母线电压准单级式Boost-LLC拓扑结构示意图；
图4为本发明实施例一的准单级高功率因数交流直流变换器的拓扑结构示意图；
图5为本发明实施例二的准单级高功率因数交流直流变换器的拓扑结构示意图；
图6为本发明实施例三的准单级高功率因数交流直流变换器的拓扑结构示意图；
图7为本发明实施例四的准单级高功率因数交流直流变换器的拓扑结构示意图；
图8为本发明实施例一的准单级高功率因数交流直流变换器的简化等效电路示意图；
图9为本发明实施例一的准单级高功率因数交流直流变换器的部分关键波形图；
图10为本发明实施例一的准单级高功率因数交流直流变换器第一工作模态下的等效电路示意图；
图11为本发明实施例一的准单级高功率因数交流直流变换器第二工作模态下的等效电路示意图；
图12为本发明实施例一的准单级高功率因数交流直流变换器第三工作模态下的等效电路示意图；
图13为本发明实施例一的准单级高功率因数交流直流变换器第四工作模态下的等效电路示意图；
图14为本发明实施例一的准单级高功率因数交流直流变换器第五工作模态下的等效电路示意图；
图15为本发明实施例一的准单级高功率因数交流直流变换器第六工作模态下的等效电路示意图；
图16为本发明实施例一的准单级高功率因数交流直流变换器第七工作模态下的等效电路示意图；
图17为本发明实施例一的准单级高功率因数交流直流变换器第八工作模态下的等效电路示意图；
图18为本发明实施例一的准单级高功率因数交流直流变换器工频周期内的交流输入电流计算曲线图；
图19为本发明实施例一的准单级高功率因数交流直流变换器直流母线电压与交流输入电压有效值的计算关系曲线图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
相反，本发明涵盖任何由权利要求定义的在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。进一步，为了使公众对本发明有更好的了解，在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。
实施例1
参见图4，包括Boost PFC电路和LLC谐振电路；Boost PFC电路和LLC谐振电路复用开关管S1和S2；Boost PFC电路包括滤波器11、整流电路和功率因数校正单元，所述整流电路包括整流桥和输入电容Cin，所述整流桥包括四个二极管D1～D4；所述功率因数校正单元包括升压电感L1和L2、续流二极管D5和D6、储能电容Cd、开关管S1和S2与母线电容Cbus；所述LLC谐振电路包括与Boost PFC电路复用的开关管S1和S2、谐振电感Lr、谐振电容Cr、变压器TR、输出二极管D7和D8与输出电容Co。
滤波器11的一输入端接输入交流源Vac的一端，另一输入端接输入交流源Vac的另一端；滤波器11的一输出端接整流桥的一输入端，另一输出端接整流桥的另一输入端；二极管D1的阴极和二极管D3的阴极相连，并且连接到输入电容Cin的正极，共同作为整流电路的正输出端，二极管D2的阳极和二极管D4的阳极相连，并且连接到输入电容Cin的负极，共同作为整流电路的负输出端，二极管D1的阳极和二极管D2的阴极相连，共同作为整流桥的一输入端，连接到滤波器11的一输出端，二极管D3的阳极和二极管D4的阴极相连，共同作为整流桥的另一输入端，连接到滤波器11的另一输出端。
功率因数校正单元的升压电感L1的一端和整流电路的正输出端相连，另一端和续流二极管D5的阳极相连，续流二极管D5的阴极连接到升压电感L2的一端和储能电容Cd的正极，升压电感L2的另一端和续流二极管D6的阳极相连，续流二极管D6的阴极连接到开关管S1的漏极和母线电容Cbus的正极，储能电容Cd的负极连接到开关管S1的源极和开关管S2的漏极，母线电容Cbus的负极与开关管S2的源极相连，并一起连接到整流电路的负输出端。
LLC谐振电路的谐振电感Lr的一端连接到功率因数校正单元中储能电容Cd的负极，另一端连接到谐振电容Cr的一端，谐振电容Cr的另一端连接到变压器TR原边的一端，变压器TR原边的另一端连接到功率因数校正单元中母线电容Cbus的负极，变压器TR原副边的匝比为n：1，其中副边的绕制方法为含有中心抽头式的绕法，抽头处异名端相连，并连接到输出电容Co的负极，两个副边绕组的同名端分别连接到输出二极管D7和D8的阳极，输出二极管D7和D8的阴极相连，一起连接到输出电容Co的正极，输出电容Co两端接负载。
为了使本发明的目的和效果更加清晰，以等效电路的方式进行分析，并且为了分析的简洁性，此实施例将升压电感L1和L2感量的比值m设定为1。
如图8所示为图4所示准单级高功率因数交流-直流变换器具体实施例一的简化等效电路示意图，其中Vin表示整流电路的输出电压，ir替代LLC谐振电路作为所述Boost PFC电路的等效后级负载，CD5和CD6分别表示续流二极管D5和D6的寄生电容，DS1和DS2分别表示开关管S1和S2的体二极管，CS1和CS2分别表示开关管S1和S2的寄生电容；
图9示出的本发明实施例一的准单级高功率因数交流-直流变换器的部分关键波形图，其中Vgs1和Vgs2分别表示开关管S1和S2的栅极电压，iL1和iL2分别表示流经升压电感L1和L2的电流，iCd表示流经储能电容Cd的电流，iS1和iS2分别表示流经开关管S1和S2的电流。
图10为本发明实施例一的准单级高功率因数交流-直流变换器等效电路第一工作模态下的示意图，对应图9部分关键波形图中的t0-t1时间段。在此工作状态下，开关管S2关断，电流iS1从开关管S1的体二极管DS1通过，为开关管S1的零电压开通提供条件，此时，流经升压电感L1的电流iL1下降，同时流经升压电感L2的电流iL2上升，升压电感L1放电，升压电感L2充电，储能电容Cd充电，回路方程为：
Figure BDA0002750383970000071
其中，VCd为储能电容Cd两端的电压，Vbus为母线电容Cbus两端的电压。
图11为本发明实施例一的准单级高功率因数交流-直流变换器第二工作模态下的等效电路示意图，对应图9部分关键波形图中的t1-t2时间段。在此工作状态下，开关管S1零电压开通，S2关断，电流iS1流经开关管S1的本体，在这个阶段中，流经升压电感L1的电流iL1下降到0，同时流经升压电感L2的电流iL2继续上升，升压电感L1放电，升压电感L2充电，储能电容Cd先充电后放电，回路方程与(1)相同。
图12为本发明实施例一的准单级高功率因数交流-直流变换器第三工作模态下的等效电路示意图，对应图9部分关键波形图中的t2-t3时间段。在此工作状态下，开关管S1保持开通，S2关断，电流iS1流经开关管S1的本体，在这个阶段中，续流二极管D5的寄生电容CD5和升压绕组L1产生轻微的谐振，流经升压电感L1的电流iL1保持为0，同时流经升压电感L2的电流iL2上升到最大值，升压电感L2充电，储能电容Cd放电，回路方程为：
Figure BDA0002750383970000081
图13为本发明实施例一的准单级高功率因数交流-直流变换器第四工作模态下的等效电路示意图，对应图9部分关键波形图中的t3-t4时间段。在此工作状态下，开关管S1关断，S2还未开通，电流iS1和电流iS2分别从开关管S1和S2的寄生电容CS1和CS2上通过，对电容CS1充电并对电容CS2放电，在这个阶段中，流经升压绕组L1的电流iL1开始上升，同时流经升压电感L2的电流iL2开始下降，升压电感L1充电，升压电感L2开始放电，储能电容Cd继续放电，回路方程为：
Figure BDA0002750383970000082
图14为本发明实施例一的准单级高功率因数交流-直流变换器第五工作模态下的等效电路示意图，对应图9部分关键波形图中的t4-t5时间段。在此工作状态下，开关管S1关断，电流iS2从开关管S2的体二极管DS2上通过，为开关管S2的零电压开通提供条件，此时，流经升压电感L1的电流iL1继续上升，同时流经升压电感L2的电流iL2继续下降，升压电感L1保持充电状态，升压电感L2继续放电，储能电容Cd继续放电，回路方程与(3)相同。
图15为本发明实施例一的准单级高功率因数交流-直流变换器第六工作模态下的等效电路示意图，对应图9部分关键波形图中的t5-t6时间段。在此工作状态下，开关管S1关断，S2零电压开通，电流iS2从开关管S2的本体流过，此时，流经升压绕组L1的电流iL1继续上升，同时流经升压绕组L2的电流iL2下降到0，升压绕组L1保持充电状态，升压绕组L2继续放电，储能电容Cd从放电状态转换到充电状态，回路方程与(3)相同。
图16为本发明实施例一的准单级高功率因数交流-直流变换器第七工作模态下的等效电路示意图，对应图9部分关键波形图中的t6-t7时间段。在此工作状态下，开关管S1关断，S2保持开通，电流iS2从开关管S2的本体流过，在这个阶段中，续流二极管D6的寄生电容CD6和升压绕组L2产生轻微的谐振，流经升压绕组L1的电流iL1上升到最大值，同时流经升压绕组L2的电流iL2保持为0，升压绕组L1保持充电状态，储能电容Cd保持充电状态，回路方程为：
Figure BDA0002750383970000091
图17为本发明实施例一的准单级高功率因数交流-直流变换器第八工作模态下的等效电路示意图，对应图9部分关键波形图中的t7-t8时间段。在此工作状态下，开关管S2关断，S1还未开通，电流iS1和电流iS2分别从开关管S1和S2的寄生电容CS1和CS2上通过，对电容CS1放电并对电容CS2充电，在这个阶段中，流经升压绕组L1的电流iL1开始下降，同时流经升压绕组L2的电流iL2开始上升，升压绕组L1开始放电，升压绕组L2开始充电，储能电容Cd继续充电，回路方程与(1)相同。
由以上电路分析可以知道，在整个工作周期内，开关管S1和S2都可以实现零电压导通，即实现了软开关。
根据电感的伏秒平衡法则，可以得到：
Figure BDA0002750383970000092
Figure BDA0002750383970000101
根据基波等效分析法，可以得到LLC谐振电路的增益表达式为：
Figure BDA0002750383970000102
其中，Vo为输出电压，Ln是励磁电感Lm和谐振电感Lr的比值，即Ln＝Lm/Lr，fr为谐振频率，fs为工作频率，Qe为LLC谐振电路的品质因数。
根据公式(6)和功率守恒法则，可以得到：
Figure BDA0002750383970000103
其中，LBoost为升压绕组L1和L2的电感值，Po为输出功率。
根据公式(5)和(6)以及电感伏秒平衡法则，可以得到输入电流的表达式为：
Figure BDA0002750383970000104
根据公式(9)，可以得到交流输入电流iac的曲线图，如图18所示。可以看到，交流输入电流波形非常接近正弦，具有非常高的功率因数。
根据公式(7)和(8)以及数值求解法，可以得到母线电压和输入电压的表达式为：
Figure BDA0002750383970000105
根据公式(10)，可以得到输入电压Vin和母线电压Vbus的关系曲线图，如图19所示。可以看到，在全电压输入范围内，母线电压都远低于输入电压峰值的2倍。
实施例2
参见图5，滤波器11、整流电路和LLC谐振电路均与前述实施例相同，不再赘述。功率因数校正单元的升压电感L1的一端和整流电路的负输出端相连，另一端和续流二极管D5的阴极相连，续流二极管D5的阳极连接到升压电感L2的一端和储能电容Cd的负极，升压电感L2的另一端和续流二极管D6的阴极相连，续流二极管D6的阳极连接到开关管S2的源极和母线电容Cbus的负极，储能电容Cd的正极连接到开关管S1的源极和开关管S2的漏极，母线电容Cbus的正极与开关管S1的漏极相连，并一起连接到整流电路的正输出端。
实施例3
参见图6，滤波器11、整流电路和LLC谐振电路均与前述实施例相同，不再赘述。功率因数校正单元还包括一个两绕组的耦合电感TR1，耦合电感TR1原边绕组的同名端和整流电路的正输出端相连，异名端和续流二极管D5的阳极相连，耦合电感TR1副边绕组的异名端连接到续流二极管D5的阴极和储能电容Cd的正极，耦合电感TR1副边绕组的同名端和续流二极管D6的阳极相连，续流二极管D6的阴极连接到开关管S1的漏极和母线电容Cbus的正极，储能电容Cd的负极连接到开关管S1的源极和开关管S2的漏极，母线电容Cbus的负极与开关管S2的源极相连，并一起连接到整流电路的负输出端。
实施例4
参见图7，滤波器11、整流电路和LLC谐振电路均与前述实施例相同，不再赘述。功率因数校正单元还包括一个两绕组的耦合电感TR1，耦合电感TR1原边绕组的异名端和整流电路的负输出端相连，同名端和续流二极管D5的阴极相连，耦合电感TR1副边绕组的同名端连接到续流二极管D5的阳极和储能电容Cd的负极，异名端和续流二极管D6的阴极相连，续流二极管D6的阳极连接到开关管S2的源极和母线电容Cbus的负极，母线电容Cbus的正极和开关管S1的漏极相连，一起连接到整流电路的正输出端，储能电容Cd的正极连接到开关管S1的源极和开关管S2的漏极，耦合电感TR1原边和副边的匝比为m：1。
本发明包括的具体模块本领域技术人员可以在不违背其精神的前提下可以有多种实施方式，或通过各种不同的组合方式形成不同的具体实施例，这里不再详细描述。
无论上文说明如何详细，还有可以有许多方式实施本发明，说明书中所述的只是本发明的若干具体实施例子。凡根据本发明精神实质所做的等效变换或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。
本发明实施例的上述详细说明并不在穷举的或者用于将本发明限制在上述明确的形式上。在上述以示意性目的说明本发明的特定实施例和实施例的同时，本领域技术人员将认识到可以在本发明的范围内进行各种等同修改。
在上述说明描述了本发明的特定实施例并且描述了预期最佳模式的同时，无论在上文中出现了如何详细的说明，也可以许多方式实施本发明。上述电路结构及其控制方式的细节在其实行细节中可以进行相当多的变化，然而其仍然包含在这里所公开的本发明中。
如上述一样应当注意，在说明本发明的某些特征或者方案时所使用的特殊术语不应当用于表示在这里重新定义该术语以限制与该术语相关的本发明的某些特定特点、特征或者方案。总之，不应当将在随附的权利要求书中使用的术语解释为将本发明限定在说明书中公开的特定实施例，除非上述详细说明部分明确地限定了这些术语。因此，本发明的实际范围不仅包括所公开的实施例，还包括在权利要求书之下实施或者执行本发明的所有等效方案。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种准单级高功率因数交流直流变换器，其特征在于，包括Boost PFC电路和LLC谐振电路；Boost PFC电路和LLC谐振电路复用开关管S1和S2；Boost PFC电路包括滤波器、整流电路和功率因数校正单元，所述整流电路包括整流桥和输入电容Cin，所述整流桥包括四个二极管D1～D4；所述功率因数校正单元包括升压电感L1和L2、续流二极管D5和D6、储能电容Cd、开关管S1和S2与母线电容Cbus；所述LLC谐振电路包括与Boost PFC电路复用的开关管S1和S2、谐振电感Lr、谐振电容Cr、变压器TR、输出二极管D7和D8与输出电容Co。
2.根据权利要求1所述的准单级高功率因数交流直流变换器，其特征在于，所述滤波器的一输入端接输入交流源Vac的一端，另一输入端接输入交流源Vac的另一端；滤波器的一输出端接整流桥的一输入端，另一输出端接整流桥的另一输入端；二极管D1的阴极和二极管D3的阴极相连，并且连接到输入电容Cin的正极，共同作为整流电路的正输出端，二极管D2的阳极和二极管D4的阳极相连，并且连接到输入电容Cin的负极，共同作为整流电路的负输出端，二极管D1的阳极和二极管D2的阴极相连，共同作为整流桥的一输入端，连接到滤波器的一输出端，二极管D3的阳极和二极管D4的阴极相连，共同作为整流桥的另一输入端，连接到滤波器的另一输出端。
3.根据权利要求2所述的准单级高功率因数交流直流变换器，其特征在于，所述功率因数校正单元的升压电感L1的一端和整流电路的正输出端相连，另一端和续流二极管D5的阳极相连，续流二极管D5的阴极连接到升压电感L2的一端和储能电容Cd的正极，升压电感L2的另一端和续流二极管D6的阳极相连，续流二极管D6的阴极连接到开关管S1的漏极和母线电容Cbus的正极，储能电容Cd的负极连接到开关管S1的源极和开关管S2的漏极，母线电容Cbus的负极与开关管S2的源极相连，并一起连接到整流电路的负输出端。
4.根据权利要求3所述的准单级高功率因数交流直流变换器，其特征在于，所述LLC谐振电路的谐振电感Lr的一端连接到功率因数校正单元中储能电容Cd的负极，另一端连接到谐振电容Cr的一端，谐振电容Cr的另一端连接到变压器TR原边的一端，变压器TR原边的另一端连接到功率因数校正单元中母线电容Cbus的负极，变压器TR原副边的匝比为n：1，其中副边的绕制方法为含有中心抽头式的绕法，抽头处异名端相连，并连接到输出电容Co的负极，两个副边绕组的同名端分别连接到输出二极管D7和D8的阳极，输出二极管D7和D8的阴极相连，一起连接到输出电容Co的正极，输出电容Co两端接负载。
5.根据权利要求2所述的准单级高功率因数交流直流变换器，其特征在于，所述功率因数校正单元的升压电感L1的一端和整流电路的负输出端相连，另一端和续流二极管D5的阴极相连，续流二极管D5的阳极连接到升压电感L2的一端和储能电容Cd的负极，升压电感L2的另一端和续流二极管D6的阴极相连，续流二极管D6的阳极连接到开关管S2的源极和母线电容Cbus的负极，储能电容Cd的正极连接到开关管S1的源极和开关管S2的漏极，母线电容Cbus的正极与开关管S1的漏极相连，并一起连接到整流电路的正输出端。
6.根据权利要求2所述的准单级高功率因数交流直流变换器，其特征在于，所述功率因数校正单元还包括一个两绕组的耦合电感TR1，耦合电感TR1原边绕组的同名端和整流电路的正输出端相连，异名端和续流二极管D5的阳极相连，耦合电感TR1副边绕组的异名端连接到续流二极管D5的阴极和储能电容Cd的正极，耦合电感TR1副边绕组的同名端和续流二极管D6的阳极相连，续流二极管D6的阴极连接到开关管S1的漏极和母线电容Cbus的正极，储能电容Cd的负极连接到开关管S1的源极和开关管S2的漏极，母线电容Cbus的负极与开关管S2的源极相连，并一起连接到整流电路的负输出端。
7.根据权利要求2所述的准单级高功率因数交流直流变换器，其特征在于，所述功率因数校正单元还包括一个两绕组的耦合电感TR1，耦合电感TR1原边绕组的异名端和整流电路的负输出端相连，同名端和续流二极管D5的阴极相连，耦合电感TR1副边绕组的同名端连接到续流二极管D5的阳极和储能电容Cd的负极，异名端和续流二极管D6的阴极相连，续流二极管D6的阳极连接到开关管S2的源极和母线电容Cbus的负极，母线电容Cbus的正极和开关管S1的漏极相连，一起连接到整流电路的正输出端，储能电容Cd的正极连接到开关管S1的源极和开关管S2的漏极，耦合电感TR1原边和副边的匝比为m：1。
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