CN114884356A - 反激变换器及电源系统 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种反激变换器及电源系统，该反激变换器包括：变压器；第一开关管和第二开关管；第一电感和第一电容；控制电路，该控制电路包括：欠压保护模块，被配置为设置与反激变换器的输出电压成比例的欠压保护阈值，并在反激变换器的输入电压小于欠压保护阈值时触发反激变换器的欠压保护。通过设置自适应的欠压保护阈值，可以避免AHB在输入掉电或关机后出现系统重启的现象，使得在包含有AHB拓扑结构的快充应用中能够关闭PFC电路以优化待机功耗和轻载效率。

Description

反激变换器及电源系统
技术领域
本发明涉及开关电源技术领域，具体涉及一种反激变换器及电源系统。
背景技术
反激式变换器属于开关电源的一种，广泛应用于小功率开关电源的设计中，例如手机充电器，LED驱动等。传统的开关电源系统基于单级或多级驱动器实现电流输出。其中，单级系统通常由dc/dc转换器构成；而多级系统例如为由功率因数校正(Power FatorCorrection，PFC)电路和dc/dc转换器组成。其中，PFC电路一般采用的BOOST(升压)拓扑结构并作为前级，以提供稳定的输出电压作为后级的输入，而dc/dc转换器作为后级，用以将PFC电路提供的输出电压转换成所需直流电压。以手机充电器为例，输入功率在在一定数值例如75W以上的PD快充系统中就需要有设置PFC电路。
PFC电路的后级电路通常采用单管的flyback(反激变换器)以实现宽范围输入和宽范围输出，且正是因为单管的反激变换器的宽范围输入和宽范围输出的优点，其在5V输出待机或轻载时可以关掉PFC电路，优化待机功耗或轻载效率。不对称半桥反激变换器(Asymmetric half bridge Converter，简称AHB)比单管的反激变换器具有效率更高的优点，但是不对称半桥反激变换器的输出/输入增益范围比单管的反激变换器低，在系统最优化的设计下，不对称半桥反激变换器只能满足宽范围输出，没办法同时满足宽范围输入。
为了优化不对称半桥反激变换器的待机功耗或轻载效率，需要在5V输出待机或轻载时关掉PFC电路。但在PFC电路被关掉的情况下，不对称半桥反激变换器的输入电压在低压输入(例如90V交流电压)下比较低，所以需要将不对称半桥反激变换器的Brown in(工作电压阈值，即当输入电压达到该阈值时开始工作)和Brown out(欠压保护阈值)设置的比较低，例如将其工作电压阈值设置在90V以下例如80V，将其欠压保护阈值设置为例如70V，使得不对称半桥反激变换器在PFC电路关掉且低压输入的情况下仍能够正常工作。
若将不对称半桥反激变换器的工作电压阈值和欠压保护阈值设置的比较低，会带来以下问题：当反激变换器在高压输出条件下输入关闭时，由于不对称半桥反激变换器的增益范围不及单管的反激变换器，所以不对称半桥反激变换器的输入电压在还没掉到欠压保护阈值时输出电压就开始往下降，此时会触发协议芯片的输出欠压保护或者不对称半桥反激变换器的控制电路的过载保护(over load protection，简称OLP)，且保护触发一定时间后不对称半桥反激变换器的控制电路或协议芯片会尝试让系统重新启动，由于此时不对称半桥反激变换器的输入电压还没有掉到欠压保护阈值，则变换器的输出又会重新建立，不满足系统控制的要求。
因此，有必要提供改进的技术方案以克服现有技术中存在的以上技术问题。
发明内容
为了解决上述技术问题，本发明提供了一种反激变换器及电源系统，通过设置动态的欠压保护阈值，可以避免不对称半桥反激变换器在输入掉电或关机后出现系统重启的现象，使得在包含有不对称半桥反激拓扑结构的快充应用中能够通过关闭PFC电路的方式优化待机功耗和轻载效率，结构简单。
根据本公开第一方面，提供了一种反激变换器，包括：变压器，具有原边绕组、副边绕组和辅助绕组；
第一开关管和第二开关管，串联连接在输入端与参考地之间；
第一电感和第一电容，与所述原边绕组和所述第二开关管连接成谐振回路；
控制电路，用于控制所述第一开关管和所述第二开关管的开关状态，
其中，所述控制电路包括欠压保护模块，
所述欠压保护模块设置与所述反激变换器的输出电压成比例的欠压保护阈值，并在所述反激变换器的输入电压小于所述欠压保护阈值时触发所述反激变换器的欠压保护。
可选地，所述欠压保护阈值与所述反激变换器的输出电压成正比例。
可选地，所述欠压保护模块包括根据所述欠压保护阈值设置占空比阈值，根据反激变换器的工作占空比与所述占空比阈值的比较来触发欠压保护。
可选地，当所述反激变换器的工作占空比大于所述占空比阈值时则表征所述输入电压小于所述欠压保护阈值。
可选地，所述占空比阈值为所述反激变换器的输出电压与所述欠压保护阈值的比值。
可选地，所述占空比阈值小于所述反激变换器的最大工作占空比。
可选地，当所述反激变换器的工作占空比大于所述占空比阈值持续一段时间或在连续N次比较所述工作占空比均大于与所述占空比阈值，则触发欠压保护，其中，N为大于1的整数。
可选地，所述欠压保护模块被配置为对所述反激变换器的预定参数进行采样以获得所述反激变换器的输入电压和欠压保护阈值，并在所述输入电压小于所述欠压保护阈值时触发所述反激变换器的欠压保护。
可选地，所述欠压保护模块包括：
采样保持单元，被配置为在所述第一开关管导通期间对所述反激变换器的预定参数进行采样保持，并根据采样结果输出第一采样信号；
第一采样单元，被配置为在所述第二开关管导通期间对所述反激变换器的预定参数进行采样，并根据采样结果输出第二采样信号；
处理单元，被配置为接收所述第一采样信号和所述第二采样信号，并对所述第一采样信号和所述第二采样信号进行运算处理以获得所述输入电压和所述欠压保护阈值，所述处理单元在所述输入电压小于所述欠压保护阈值的情况下触发所述反激变换器的欠压保护。
可选地，所述处理单元被配置为对所述第一采样信号的绝对值和所述第二采样信号的绝对值进行加法运算以获得表征所述输入电压的第一电压信号；
对所述第二采样信号的绝对值和第一预设系数进行乘法运算以获得表征所述欠压保护阈值的第二电压信号。
可选地，所述处理单元被配置为对所述第一采样信号的绝对值和所述第二采样信号与第二预设系数的乘积的绝对值进行减法运算以获得包含表征所述输入电压和所述欠压保护阈值信息的第三电压信号，
所述处理单元还被配置为将所述第三电压信号与零电压信号进行比较，并在所述第三电压信号小于零电压信号时触发所述反激变换器的欠压保护。
可选地，所述处理单元被配置为对所述第一采样信号的绝对值和所述第二采样信号与第三预设系数的乘积的绝对值进行比较，并在所述第一采样信号的绝对值小于所述第二采样信号与第三预设系数的乘积的绝对值的情况下触发所述反激变换器的欠压保护。
可选地，所述变压器包括原边绕组、副边绕组和辅助绕组，所述预定参数为所述变压器中任一绕组两端的电压；或者
所述预定参数为流经所述控制电路的电压检测管脚的电流。
可选地，所述反激变换器还包括：
启动模块，用于在检测到所述输入电压高于预设的工作电压阈值的情况下启动所述控制电路。
可选地，所述启动模块包括：
第三电阻，并联连接于所述第一电容两端；
比较单元，被配置为对所述输入电压和预设的工作电压阈值进行比较，并在所述输入电压大于预设的工作电压阈值的情况下启动所述控制电路。
可选地，所述预定参数为所述辅助绕组两端电压的分压，以及所述反激变换器还包括：
串联连接于所述辅助绕组的第一端与第二端之间的第一电阻和第二电阻，所述第一电阻和所述第二电阻的连接节点与所述控制电路的电压检测管脚连接。
可选地，所述预定参数为流经所述反激变换器的控制电路的电压检测管脚的电流，以及所述反激变换器还包括：
第四电阻，所述第四电阻连接于所述控制电路的电压检测管脚与所述变压器中辅助绕组的第一端之间，所述辅助绕组的第二端与参考地连接；
第三开关管，所述第三开关管连接于所述控制电路的电压检测管脚与参考地之间；
控制单元，与所述第三开关管的控制端连接，用于在所述第一开关管和所述第二开关管的导通期间控制所述第三开关管导通。
根据本公开第二方面，提供了一种电源系统，包括：整流电路，用于对输入交流电源进行整流；
功率因素校正电路，与所述整流电路连接，用于对所述整流电路的输出信号进行功率因素校正，并输出第二电压信号；以及
如上所述的反激变换器，用于根据所述功率因素校正电路的输出信号输出预定的直流电压信号。
本发明的有益效果至少包括：
本发明实施例的反激变换器中的欠压保护模块通过设置与反激变换器的输出电压成比例的欠压保护阈值，能够有效地避免反激变换器(例如不对称半桥反激变换器)在输入掉电或关机后出现输出重启的现象，使得在包含有不对称半桥反激拓扑结构的快充应用中能够通过关闭PFC电路的方式优化待机功耗和轻载效率，结构简单。
应当说明的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本发明。
附图说明
图1a示出现有的一种不对称半桥反激变换器的电路结构示意图；
图1b示出现有的另一种不对称半桥反激变换器的电路结构示意图；
图2示出图1b中所示出的不对称半桥反激变换器的时序波形图；
图3示出根据本发明第一实施例提供的电源系统的电路结构示意图；
图4示出根据本发明第二实施例提供的电源系统的电路结构示意图；
图5示出图3和图4中欠压保护模块的内部结构示意图；
图6示出根据本发明第四实施例提供的电源系统的电路结构示意图。
具体实施方式
为了便于理解本发明，下面将参照相关附图对本发明进行更全面的描述。附图中给出了本发明的较佳实施例。但是，本发明可以通过不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反的，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容的理解更加透彻全面。
图1a和图1b分别示出现有的两种不对称半桥反激变换器的电路结构，如图1a和1b所示，其中图1a中上开关管Q2为第二开关管，下开关管Q1为第一开关管；图1b中上开关管Q1为第一开关管，下开关管Q2为第二开关管，两种电路工作原理基本相同，只是绕组位置不同。以图1b为例，其工作在临界模式(BCM模式)下的工作波形如图2所示，其中，Vgs1和Vgs2分别为第一开关管Q1和第二开关管Q2的驱动信号波形；iLm为原边绕组Np上的的励磁电流波形；Vaux为辅助绕组Na两端的电压；Vds_Q1为第一开关管的漏源电压。
参考图2，图1b中所示的不对称半桥反激变换器的工作原理如下：
在t0-t1时间段内，第一控制信号Vgs1为高电平，第一开关管Q1导通。该时间段内，输入电压Vin输入端的能量通过第一开关管Q1、励磁电感Lm、原边绕组Np和第一电容Cr这一回路给变压器TR励磁，励磁电流iLm首先从负向线性减小到零以后线性增加。此过程中第一电感L1、变压器TR和第一电容Cr存储能量，同时副边整流二极管D1负向截止。同时该时间段内，辅助绕组Na上的电压Vaux为-(Na/Np)*(Vin-Vc)。其中，Na/Np为变压器TR中辅助绕阻Na与原边绕组Np的匝数比，Vc为第一电容Cr两端的电压。
在t1时刻，第一控制信号Vgs1变为低电平，第一开关管Q1关断。
在t1-t2时间段内，第一开关管Q1处于关断状态，且第二开关管Q2也还未开启，此时间段为死区时间。在这段死区时间内，因为第一电感L1和原边绕组Np要续流，所以第一开关管Q1的结电容C1、第二开关管Q2的结电容C2、第一电容Cr、第一电感L1和原边绕组Np发生谐振，抽取第二开关管Q2的结电容C2的能量，使得第二开关管Q2的漏源电压Vds_Q2下降，同时给第一开关管Q1的结电容C1充电，第一开关管Q1的漏源电压Vds_Q1上升。同时该时间段内，辅助绕组Na上的电压Vaux从负压开始上升。
在t2时刻，第一开关管Q1的结电容电压达到最高，第二开关管Q2的结电容电压被抽到零电压，此时第二控制信号Vgs2变为高电平，第二开关管Q2开通，这样就可以实现第二开关管Q2的零电压开通。同时，辅助绕组Na两端的电压Vaux也达到最高，为(Na/Np)*Vc。
在t2-t3时间段内，不对称半桥反激变换器的副边部分中，整流二极管D1正向导通，变压器TR的原边中存储的能量开始向副边释放，励磁电流iLm线性下降。
在t3时刻，该时刻为不对称半桥反激变换器的初始关断时间，且在t3时刻，励磁电流iLm线性下降到零电流附近。
在t3-t4时间段内，该时间段为第二开关管Q2的延迟导通时间，且第一电感L1和第一电容Cr于该时间段内发生谐振，第一电容Cr上存储的能量通过正激的过程也向副边释放，励磁电流iLm进入负向。
在t4时刻，第二开关管Q2的栅极所接收的第二驱动信号Vgs2变为低电平，第二开关管Q2关断。
在t4-t5时间段内，第一开关管Q1和第二开关管Q2均处于关断状态，因为励磁电流iLm续流所以第一电感L1和原边绕组Np要续流，所以第一开关管Q1的结电容C1、第二开关管Q2的结电容C2、第一电容Cr、第一电感L1和原边绕组Np发生谐振，抽取第一开关管Q1的结电容C1的能量，第一开关管Q1的漏源电压Vds_Q1下降，同时给第二开关管Q2的结电容C2充电，第二开关管Q2的漏源电压Vds_Q1上升。同时，辅助绕组Na两端的电压Vaux线性下降。
在t5时刻，辅助绕组Na两端的电压Vaux下降到最低，为-(Na/Np)*(Vin-Vc)，同时，第二开关管Q2的结电容电压达到最高，第一开关管Q1的结电容电压被抽到零电压，且第一控制信号Vgs1变为高电平，实现了第一开关管Q1的零电压开通。这样就完成一个周期，接着继续按照同样的工作过程重复工作。
其中，BCM模式下的不对称半桥反激变换器在原理上通过控制第二开关管Q2额外多开通一段时间(如tZVS)，产生负向的励磁电流iLm，进而实现第一开关管Q1的零电压开通。
如图3和图4所示，本发明实施例中的电源系统包括：交流电源1、整流电路2、功率因素校正电路3和反激变换器5。示例性地，反激变换器5包括但不限于为图1a或图1b中所示出的不对称半桥反激变换器。
整流电路2用于对交流电源1输入的交流电源进行整流。可选的，整流电路2可以为全桥整流电路或半桥整流电路。
功率因素校正电路3与整流电路2连接，用于对整流电路2输出的电压信号进行功率因素校正。功率因素校正电路3一般采用的BOOST拓扑结构并作为前级，以基于整流后的电压信号提供稳定的经校正后的电压信号(如为400V)作为后级电路如反激变换器5的输入。
反激变换器5用于根据功率因素校正电路3的输出信号输出预定的直流电压信号以驱动后级负载。
本发明实施例中，反激变换器5例如为不对称半桥反激变换器，其包括：包含有原边绕组Np、副边绕组Ns和辅助绕组Na的变压器51、串联连接在输入端与参考地之间并构成半桥的第一开关管Q1和第二开关管Q2、第一电感Lk、第一电容Cr以及控制电路52。
其中，第一开关管Q1的漏极与输入端连接以接收第二电压信号(该第二电压信号即为反激变换器5的输入电压，本文中记为Vin)，第一开关管Q1的栅极与控制电路52连接；第二开关管Q2的漏极与第一开关管Q1的源极连接，第二开关管Q2的源极与参考地连接，第二开关管Q2的栅极与控制电路52连接，以及电容C11和电容C12分别为第一开关管Q1和第二开关管Q2的结电容。在同一开关周期内，第一开关管Q1和第二开关管Q2分时的导通以将输入电压Vin自变压器51的原边部分传递至副边部分。在一个可能的实施例中，第一开关管Q1和第二开关管Q2均为NMOS场效应晶体管。
第一电感Lk、原边绕组Np、第一电容Cr和第二开关管Q2连接成谐振回路。本实施例中，第一电感Lk连接于第二开关管Q2的漏极与原边绕组Np的第一端之间，第一电容Cr连接于第二开关管Q2的源极与原边绕组Np的第二端之间。在一个可能的实施例中，第一电感Lk为原边绕组Np的漏感，第一电容Cr为谐振电容。
反激变换器5的副边部分包括：整流二极管D1和输出电容Co。本实施例中，整流二极管D1的阳极与副边绕组Ns的异名端连接，整流二极管D1的阴极与反激变换器5的输出端连接。输出电容Co的正极与反激变换器5的输出端连接，输出电容Co的负极与参考地连接，同时，副边绕组Ns的同名端也与参考地连接。进一步地，反激变换器5的输出端与负载连接，负载接收反激变换器5转换的电能(例如电压和电流)。在一些实例中，反激变换器5转换的电能在到达负载之前还经过有滤波器。在一些实例中，滤波器是反激变换器5的子部件、反激变换器5的外部部件、和/或负载的子部件。在任何情况下，负载可以使用来自反激变换器5的已滤波或未滤波的电能来执行功能。可选的，负载可以包括但不限于，计算设备和相关部件，例如微处理器、电气部件、电路、膝上型计算机、台式计算机、平板计算机、移动电话、电池、扬声器、照明单元如LED、汽车/船舶/航空/火车的相关部件、马达、变压器、或从反激变换器接收电压或电流的任何其它类型的电气设备和/或电路。
控制电路52用于生成第一控制信号Vgs1和第二控制信号Vgs2以分别控制第一开关管Q1和第二开关管Q2的开关状态。
进一步地，控制电路52包括欠压保护模块521。该欠压保护模块521被配置为对反激变换器的预定参数进行采样以获得反激变换器的输入电压以及与反激变换器的输出电压Vo成比例的欠压保护阈值，并在输入电压小于欠压保护阈值时触发反激变换器的欠压保护。优选地，欠压保护阈值与反激变换器的输出电压Vo成正比例。
参考图5，欠压保护模块521进一步包括：采样保持单元5211、第一采样单元5212和处理单元5213。其中，采样保持单元5211被配置为在第一开关管Q1导通期间对反激变换器的预定参数进行采样保持，并根据采样结果输出第一采样信号。第一采样单元5212被配置为在第二开关管Q2导通期间对反激变换器的预定参数进行采样，并根据采样结果输出第二采样信号。处理单元5213分别与采样保持单元5211和第一采样单元5212连接，处理单元5213被配置为接收第一采样信号和第二采样信号，并对第一采样信号和第二采样信号进行运算处理以获得反激变换器的输入电压和欠压保护阈值，处理单元5213还被配置为在反激变换器的输入电压小于欠压保护阈值的情况下触发反激变换器的欠压保护。
可以理解的是，由于本发明实施例中所获得的欠压保护阈值与反激变换器5的输出电压Vo成比例变化(输出电压越高，欠压保护阈值也相应越高)，因此即使在不对称半桥反激变换器5的高压输出情况下不对称半桥反激变换器的输出电压触发协议芯片的输出UVP欠压保护或控制电路52的过载保护时，反激变换器的输入电压也能够及时的触发输入欠压保护以满足系统要求，有效地避免了不对称半桥反激变换器5在输入掉电或关机后出现系统重启的现象，使得在包含有不对称半桥反激拓扑结构的快充应用例如图3或图4所示出的电源系统中能够通过关闭PFC电路3的方式优化系统的待机功耗和轻载效率。
基于变压器51的工作原理可知，变压器51中原边绕组Np两端的电压、副边绕组Ns两端的电压以及辅助绕组Na两端的电压Vaux相互之间均具有一定的比例关系。进而，若反激变换器5中控制电路52的电压检测管脚Vs可以承受负压，在一些实施例中，反激变换器5的预定参数为变压器51中任一绕组两端的电压，此时，第一采样信号为第一开关管Q1导通期间采样获得的电压信号，第二采样信号为第二开关管Q2导通期间采样获得的电压信号。其中，优选为辅助绕组Na两端的电压Vaux。示例性的，以预定参数为辅助绕组Na两端的电压Vaux为例，此时，控制电路52的电压检测管脚Vs可直接与辅助绕组Na的一端连接，同时，辅助绕组Na的另一端与参考地连接。
在另一些实施例中，对称半桥反激变换器5的预定参数为变压器TR中任一绕组两端电压的分压。示例性的，以预定参数为辅助绕组Na两端电压Vaux的分压为例，此时，参考图3，反激变换器5还包括：第一电阻R1和第二电阻R2。其中，第一电阻R1和第二电阻R2依次串联连接于辅助绕组Na的异名端与同名端之间，且第一电阻R1和第二电阻R2的连接节点与控制电路52的电压检测管脚Vs连接。
可选的，本实施例中，辅助绕组Na两端的电压Vaux可以在经第一电阻R1和第二电阻R2分压后，由控制电路52的电压检测管脚Vs进行采样。另外，控制电路52也可直接对辅助绕组Na两端的电压进行采样。
参考图2，可知，在第一开关管Q1导通期间，辅助绕组Na两端的
Vaux1＝-(Na/Np)*(Vin-Vc).....................................(1)，
其中，Vaux1即为第一采样信号，Na/Np为变压器51中辅助绕组与原边绕组的线圈匝数比，Vin为输入电压的电压值，Vc为第一电容Cr两端的电压值。
在第二开关管Q2导通期间，辅助绕组Na两端的电压为：
Vaux2＝(Na/Np)*Vc............................................(2)，
其中，Vaux2即为第二采样信号。
基于反激变换器的工作原理可知，
Vc＝(Np/Ns)*Vo................................................(3)，
其中，Np/Ns为变压器51中原边绕组与副边绕组的线圈匝数比，Vo为输出电压的电压值。
下面结合上述公式(1)、(2)和(3)对处理单元5213基于对第一采样信号和第二采样信号的运算处理获得输入电压和欠压保护阈值的过程进行详细说明：
示例性地，在本发明的第一实施例中，处理单元5213被配置为对第一采样信号的绝对值和第二采样信号的绝对值进行加法运算以获得表征反激变换器5的输入电压的第一电压信号(记为V1)。具体地，将公式(1)和公式(2)相加之后可得：
V1＝|Vaux1|+|Vaux2|＝(Na/Np)*Vin.............................(4)。
由公式(4)可知，第一电压信号V1与反激变换器5的输入电压Vin成正比例关系，该第一电压信号V1可用于表征反激变换器5的输入电压Vin。
本实施例中，处理单元5213被配置为对第二采样信号的绝对值和第一预设系数(记为k1)进行乘法运算以获得表征反激变换器5的欠压保护阈值的第二电压信号(记为V2)。具体地，由公式(2)和公式(3)可得：
V2＝k1*|Vaux2|＝k1*(Np/Ns)*Vo................................(5)。
其中，k1大于0。且由公式(5)可知，第二电压信号V2与反激变换器5的输出电压Vo成正比例关系，该第二电压信号V2可用于表征反激变换器5的与输出电压Vo成比例的欠压保护阈值。
在本发明的第二实施例中，处理单元5213被配置为对第一采样信号的绝对值和第二采样信号与第二预设系数(记为k2)的乘积的绝对值进行减法运算以获得包含表征反激变换器5的输入电压V i n和欠压保护阈值的第三电压信号(记为V3)。具体地，
V3＝|Vaux1|-|k2*Vaux2|＝(Na/Np)*Vin-(1+k2)*(Na/Np)*V c.........(6)，
其中，k2大于0。
进一步地，本实施例中，处理单元5213还被配置为将第三电压信号V3与零电压信号进行比较，并在第三电压信号V3小于零电压信号时触发反激变换器5的欠压保护，即：
V3<0..........................................(7)。
其中，将公式(6)和(3)带入公式(7)，则公式(7)可转换为：
Vin<(1+k2)*Vo*(Np/Ns)...................................(8)，
其中，(1+k2)*Vo*(Np/Ns)即为反激变换器5的输入电压的欠压保护阈值。由公式(8)可得出，当反激变换器5的输入电压Vin小于该欠压保护阈值时则会触发对反激变换器5的欠压保护，也即相当于本发明实施例中设定了动态的欠压保护阈值。
在本发明的第三实施例中，处理单元5213被配置为对第一采样信号的绝对值和第二采样信号与第三预设系数(记为k3)的乘积的绝对值进行比较，并在第一采样信号的绝对值小于第二采样信号与第三预设系数k3的乘积的绝对值的情况下触发反激变换器的欠压保护。
进一步地，在对采样第一采样信号Vaux1和第二采样信号Vaux2进行比较时，若第一采样信号Vaux1和第二采样信号Vaux2满足如下公式(9)，则触发对反激变换器5进行欠压保护：
|Vaux1|<|k3*Vaux2|......................................(9)。
其中，将公式(1)、(2)和(3)带入公式(9)，则公式(9)可转换为：
Vin<(1+k3)*Vo*(Np/Ns).....................................(10)，
其中，(1+k3)*Vo*(Np/Ns)即为反激变换器5的输入电压的欠压保护阈值。由公式(10)可得出，当反激变换器5的输入电压Vin小于该欠压保护阈值时则会触发对反激变换器5的欠压保护，也即相当于本发明实施例中设定了动态的欠压保护阈值。本实施例中，在采用保持单元5211和第一采样单元5212获得第一采样信号和第二采样信号后，可通过直接比较第一采样信号和第二采样信号的方式来实现对反激变换器的欠压保护，所需的信号处理过程简单，能够更块更准确的实现欠压保护，成本更低。
本发明上述各实施例中，由于反激变换器5的欠压保护阈值与其输出电压Vo成比例变化(输出电压越高，欠压保护阈值也相应越高)，因此即使在反激变换器5的高压输出情况下不对称半桥反激变换器的输出电压触发协议芯片的输出UVP欠压保护或控制电路52的过载保护时，不对称半桥反激变换器的输入电压也能够及时的触发输入欠压保护以满足系统要求，有效地避免了不对称半桥反激变换器5在输入掉电或关机后出现输出重启的现象，使得在包含有不对称半桥反激拓扑结构的快充应用例如图3或图4所示出的电源系统中能够通过关闭PFC电路3的方式优化系统的待机功耗和轻载效率。
由上述公式(10)可知，反激变换器5的欠压保护阈值与输出电压Vo之间的比例系数为(1+k3)*(Np/Ns)，其中，第三预设系数k3的取值满足：
Figure BDA0003420468620000131
其中，Dmax为预设的反激变换器的最大工作占空比。在本发明的一个优选实施例中，k3＝0.5±0.1。
本发明中，上述各预设系数(k1、k2、k3)的值可以设置为全部相同或仅部分相同，也可以设置为全部不相同，具体可根据实际情况进行合理选择，本发明对此不作限定。
在本发明的第四实施例中，欠压保护模块521还被配置为根据欠压保护阈值设置占空比阈值(记为DUVP)，以及根据对反激变换器5的工作占空比(记为D)与占空比阈值DUVP的比较来触发对反激变换器5的欠压保护。其中，当反激变换器5的工作占空比D大于占空比阈值DUVP时则表征输入电压Vin小于欠压保护阈值。
具体地，如图6所示，欠压保护模块521包括第二采样单元5214和处理单元5213，该第二采样单元5214被配置为对反激变换器5的主开关管即未接入谐振回路中的开关管(例如对应图1a、图1b、图3以及图4中的第一开关管Q1)的控制信号Vgs1进行采样以获得主开关管Q1的控制信号Vgs1的占空比，也即反激变换器5的工作占空比D。示例性地，第二采样单元5214例如可通过在预设时间内对控制信号Vgs1的上升沿个数进行计数以获得控制信号Vgs1的周期时长，以及对控制信号Vgs1的一个周期内的高电平时长进行计时，进而获得反激变换器5的当前的工作占空比。需要说明的是，第二采样单元5214还可采用其它常规的占空比采样方法对主开关管Q1的控制信号Vgs1的占空比进行采样来获得反激变换器5的工作占空比D，本发明对此不做限定。
本实施例中，占空比阈值DUVP被配置为反激变换器5的输出电压Vo与欠压保护阈值的比值。由于本发明中欠压保护阈值与输出电压Vo成比例，因此输出电压Vo与欠压保护阈值的比值应为固定的常数。进而，本实施例中可直接预先设置合适的占空比阈值DUVP，之后仅需通过采样获得反激变换器5的工作占空比D并将其与预先设置的占空比阈值DUVP进行比较即可实现对反激变换器5的欠压保护，整个过程中所需采样的信号数量少，处理方法简单。
示例性地，将前述公式(10)进行转换后可获得：
Figure BDA0003420468620000141
其中，设
Figure BDA0003420468620000142
结合公式(11)和公式(13)可知，预先设置的占空比阈值DUVP小于反激变换器5的最大工作占空比Dmax。且对于不对称半桥反激变换器拓扑来说，有：
Figure BDA0003420468620000143
进而，将公式(13)和公式(14)代入公式(12)中可得：
D＞DUVP.......................................(15)。
进而，第二采样单元5214通过将采样获得的反激变换器5的工作占空比D发送至处理单元5213或其它具有相应的数据比较功能的单元或模块，由处理单元5213将该工作占空比D与根据欠压保护阈值预先设置的占空比阈值DUVP进行比较，并在该工作占空比D大于内部设定的占空比阈值DUVP时触发对反激变换器5的欠压保护。
进一步地，处理单元5213或其它具有相应的数据比较功能的单元或模块还可被配置为在检测到工作占空比D大于占空比阈值DUVP且持续一段时间或在连续N次比较工作占空D均大于与占空比阈值DUVP时触发对反激变换器5的欠压保护，其中，N为大于1的整数。通过多次比较，能够更加准确的实现欠压保护的触发，系统稳定性更好。
在又一些实施例中，反激变换器5的预定参数为流经控制电路52的电压检测管脚Vs的电流Is，该方案可以适用于某些管脚不支持负压的控制器芯片，此时，第一采样信号为第一开关管Q1导通期间采样获得的对应的第一电流信号，第二采样信号为第二开关管Q2导通期间采样获得的对应的第二电流信号。此时，参考图4，不对称半桥反激变换器5还包括：第四电阻RFB1、第三开关管Q3和控制单元522。其中，第四电阻RFB1连接于控制电路52的电压检测管脚Vs与辅助绕组Na的异名端之间，辅助绕组Na的同名端与参考地连接；第三开关管Q3连接于控制电路52的电压检测管脚Vs与参考地之间；而控制单元522与第三开关管Q3的控制端连接，用于在第一开关管Q1和第二开关管Q2的开通期间控制第三开关管Q3导通。
可选的，本实施例中，第三开关管Q3可以集成于控制电路52内部，也可设置于控制电路52的外部，本发明对此不作限定。以及在一个可能的实施例中，第三开关管Q3为NMOS场效应晶体管。
参考图4，以前述第三实施例为例，在第一开关管Q1导通期间，经采样保持后所获得的第一采样信号(记为Is1)为：
Figure BDA0003420468620000151
在第二开关管Q2导通期间，经采样后获得的第二采样信号(记为Is2)为：
Figure BDA0003420468620000161
其中，Na为辅助绕组的匝数，Np为原边绕组的匝数，Vin为输入电压，Vc为第一电容Cr两端的电压，RFB1为第三电阻的阻值。
进一步地，在对第一采样信号Is1和第二采样信号Is2进行比较时，若第一采样信号Is1和第二采样信号Is2满足如下公式(18)，则触发对反激变换器5进行欠压保护：
|Is1|<|k4*Is2|.........................................(18)。
其中，将公式(16)、(17)和(3)带入公式(18)后，可得到与前述公式(10)相同的结果。
需要说明的是，在采用获得第一采样信号Is1和第二采样信号Is2后，也可采用与前述第一实施例至第四实施例中相同或相似的原理对第一采样信号Is1和第二采样信号Is2进行处理来实现对反激变换器5的欠压保护，此处不再赘述。
进一步地，反激变换器5还包括启动模块53。该启动模块53用于在检测到输入电压Vin高于预设的工作电压阈值的情况下启动控制电路52。本实施例中，预设的工作电压阈值为固定的电压值，且该电压值会设置的比较小，以使得在图3或图4所示出的电源系统中，反激变换器5能够在功率因素校正电路3未启动的情况下仍能正常工作。
启动模块53进一步包括：第三电阻R3和比较单元531。其中，第三电阻R3并联连接于第一电容Cr两端。比较单元531被配置为对输入电压Vin和预设的工作电压阈值进行比较，并在输入电压Vin大于预设的工作电压阈值的情况下启动控制电路52。本实施例中，通过在第一电容Cr上并联第三电阻R3，可以在反激变换器5启动之前，让第一电容Cr的电压降低至0V，这样，启动模块53就可以通过直接在第一开关管Q1导通期间采样反激变换器5的预定参数的方式来实现对输入电压Vin的检测。
示例性地，在图3或图4所示出的电源系统的一个实际应用中，电源系统工作时，功率因素校正电路3先不开启，且反激变换器5的预设的工作电压阈值会设置的比较低，例如为80V，当反激变换器5的输入电压Vin大于该预设的工作电压阈值后，反激变换器5可在功率因素校正电路3不开启的情况下进入工作状态，并输出低的输出信号，例如5V。之后，功率因素校正电路3开始升压工作，反激变换器5的欠压保护阈值可以设置的比其工作电压阈值高，且根据其输出电压成比例的进行动态设置，当系统关机后，反激变换器5的输出电压开始下降并触发输出UVLO欠压保护或过载保护，进而将系统的供电电压放电至UVLO的欠压保护点，从而确保在关机时系统不会重启。
综上，本发明在第一开关管和第二开关管导通期间分别对反激变换器的预定参数采样而获得与反激变换器的输入电压以及变换器的匝数比均成比例的第一采样信号和第二采样信号，进而在通过对第一采样信号和第二采样信号的比较来实现对反激变换器的欠压比较的过程中，可以获得与反激变换器的输出电压成比例的欠压保护阈值，能够有效地避免反激变换器(例如不对称半桥反激变换器)在输入掉电或关机后出现输出重启的现象，使得在包含有不对称半桥反激拓扑结构的快充应用中能够通过关闭PFC电路的方式优化待机功耗和轻载效率，结构简单。
最后应说明的是：显然，上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引申出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之中。

Claims (16)

1.一种反激变换器，其中，包括：
变压器，具有原边绕组、副边绕组和辅助绕组；
第一开关管和第二开关管，串联连接在输入端与参考地之间；
第一电感和第一电容，与所述原边绕组和所述第二开关管连接成谐振回路；
控制电路，用于控制所述第一开关管和所述第二开关管的开关状态，
其中，所述控制电路包括欠压保护模块，
所述欠压保护模块设置与所述反激变换器的输出电压成比例的欠压保护阈值，并在所述反激变换器的输入电压小于所述欠压保护阈值时触发所述反激变换器的欠压保护。
2.根据权利要求1所述的反激变换器，其中，所述欠压保护阈值与所述反激变换器的输出电压成正比例。
3.根据权利要求2所述的反激变换器，其中，所述欠压保护模块包括根据所述欠压保护阈值设置占空比阈值，
根据反激变换器的工作占空比与所述占空比阈值的比较来触发欠压保护。
4.根据权利要求3所述的反激变换器，其中，当所述反激变换器的工作占空比大于所述占空比阈值时则表征所述输入电压小于所述欠压保护阈值。
5.根据权利要求3所述的反激变换器，其中，所述占空比阈值为所述反激变换器的输出电压与所述欠压保护阈值的比值。
6.根据权利要求3所述的反激变换器，其中，所述占空比阈值小于所述反激变换器的最大工作占空比。
7.根据权利要求3所述的反激变换器，其中，当所述反激变换器的工作占空比大于所述占空比阈值且持续一段时间或在连续N次比较所述工作占空比均大于与所述占空比阈值，则触发欠压保护，其中，N为大于1的整数。
8.根据权利要求2所述的反激变换器，其中，所述欠压保护模块被配置为对所述反激变换器的预定参数进行采样以获得所述反激变换器的输入电压和欠压保护阈值，并在所述输入电压小于所述欠压保护阈值时触发所述反激变换器的欠压保护。
9.根据权利要求8所述的反激变换器，其中，所述欠压保护模块包括：
采样保持单元，被配置为在所述第一开关管导通期间对所述反激变换器的预定参数进行采样保持，并根据采样结果输出第一采样信号；
第一采样单元，被配置为在所述第二开关管导通期间对所述反激变换器的预定参数进行采样，并根据采样结果输出第二采样信号；
处理单元，被配置为接收所述第一采样信号和所述第二采样信号，并对所述第一采样信号和所述第二采样信号进行运算处理以获得所述输入电压和所述欠压保护阈值，所述处理单元在所述输入电压小于所述欠压保护阈值的情况下触发所述反激变换器的欠压保护。
10.根据权利要求9所述的反激变换器，其中，所述处理单元被配置为对所述第一采样信号的绝对值和所述第二采样信号的绝对值进行加法运算以获得表征所述输入电压的第一电压信号；
对所述第二采样信号的绝对值和第一预设系数进行乘法运算以获得表征所述欠压保护阈值的第二电压信号。
11.根据权利要求9所述的反激变换器，其中，所述处理单元被配置为对所述第一采样信号的绝对值和所述第二采样信号与第二预设系数的乘积的绝对值进行减法运算以获得包含表征所述输入电压和所述欠压保护阈值信息的第三电压信号，
所述处理单元还被配置为将所述第三电压信号与零电压信号进行比较，并在所述第三电压信号小于零电压信号时触发所述反激变换器的欠压保护。
12.根据权利要求9所述的反激变换器，其中，所述处理单元被配置为对所述第一采样信号的绝对值和所述第二采样信号与第三预设系数的乘积的绝对值进行比较，并在所述第一采样信号的绝对值小于所述第二采样信号与第三预设系数的乘积的绝对值的情况下触发所述反激变换器的欠压保护。
13.根据权利要求8-12中任一项所述的反激变换器，其中，所述变压器包括原边绕组、副边绕组和辅助绕组，所述预定参数为所述变压器中任一绕组两端的电压；或者
所述预定参数为流经所述控制电路的电压检测管脚的电流。
14.根据权利要求1所述的反激变换器，其中，所述反激变换器还包括：
启动模块，用于在检测到所述输入电压高于预设的工作电压阈值的情况下启动所述控制电路。
15.根据权利要求14所述的反激变换器，其中，所述启动模块包括：
第三电阻，并联连接于所述第一电容两端；
比较单元，被配置为对所述输入电压和预设的工作电压阈值进行比较，并在所述输入电压大于预设的工作电压阈值的情况下启动所述控制电路。
16.一种电源系统，其中，包括：
整流电路，用于对输入交流电源进行整流；
功率因素校正电路，与所述整流电路连接，用于对所述整流电路的输出信号进行功率因素校正；以及
如权利要求1-15中任一项所述的反激变换器，用于根据所述功率因素校正电路的输出信号输出预定的直流电压信号。
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