CN110995025A - 一种开关电源电路 - Google Patents

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Abstract

本发明揭露了一种开关电源电路，包括高开关网络、变压器、整流模块、直流‑直流变换器和控制电路，高频开关网络直接将低频交流输入电压转换为高频交流信号，再通过变压器和整流模块将高频交流信号转化成直流信号并输出到直流‑直流变换器，直流‑直流变换器对直流信号进行升压或降压后输出以对电池充电，控制电路根据充电要求控制所述直流‑直流变换器的工作状态以调节充电电流，使得所述充电电流的平均值满足充电要求。本发明的开关电源电路无需整流桥，直接将交流信号转换为直流信号，使用较少数量的开关管，减小了网络级数和能量损耗，提高了效率，且通过断续的电流对电池进行充电，提高开关电源电路使用寿命和安全性。

Description

一种开关电源电路
技术领域
本发明涉及电力电子领域，更具体的说，涉及一种开关电源电路。
背景技术
在日常生活中，对移动终端(例如智能手机)进行充电通常是通过开关电源电路来进行充电。众多的半导体电子设备都需要一个将交流电能转换成直流电能的开关电源电路以便于从交流市电网络取得操作所需的直流电能。在多数情况下为了满足安全性能的要求，需要对负载端和电源端进行隔离。现有技术中的开关电源电路如图1所示，包括整流桥、直流-直流变换器和变压器，所述整流桥接收交流输入电压，其输出端连接所述直流-直流变换器的输入端，所述直流-直流变换器的输出端耦接所述变压器的原边绕组，所述变压器的副边绕组耦接负载，所述整流桥将接收到的交流信号转换为直流信号，再通过直流-直流变换器和变压器将能量传递到输出端。这样通过将输入的交流电转换为适于移动终端需求的稳定低压直流电，以提供给移动终端的电源管理装置和电池，实现移动终端的充电。
现有技术开关电源电路中由于存在整流桥，故需要的开关管数目较多，能量损失较大，效率较低，尤其是在交流输入电压较低时更加明显。
发明内容
有鉴于此，本发明提出了一种无需整流桥，将交流信号转换为直流信号的开关电源电路，解决了现有技术中由于存在整流桥而引起的需要开关管数目较多，能量损失较大，效率较低的技术问题。
本发明提供了一种开关电源电路，应用于对电池进行充电，包括：高频开关网络、变压器、整流模块、直流-直流变换器和控制电路，
所述高频开关网络包括用以接收低频交流输入电压的交流输入端、第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管和储能模块，所述第一开关管的第一端和第二开关管的第一端分别连接交流输入端的两个端口，所述第一开关管的第二端连接所述第三开关管的第一端，所述第二开关管的第二端连接所述第四开关管的第一端，所述第三开关管的第二端连接所述第四开关管的第二端，所述储能模块和所述变压器的原边绕组连接在第一节点和第二节点之间，其中，所述第一节点为第一开关管和第三开关管的公共端，所述第二节点为第二开关管和第四开关管的公共端；
所述变压器的副边绕组连接所述整流模块的输入端，所述整流模块的输出端连接所述直流-直流变换器，所述直流-直流变换器输出充电电流；
控制电路，被配置为根据充电要求控制所述直流-直流变换器的工作状态以调节所述充电电流，使得所述充电电流的平均值满足所述充电要求。
优选地，所述储能模块包括第一电感和第一电容，所述第一电感、第一电容和所述原边绕组串联后连接在所述第一节点和第二节点之间。
优选地，所述高频开关网络工作在LLC谐振状态。
优选地，在低频交流输入电压的正半周期时，所述第一开关管和第三开关管一直导通，所述第二开关管和所述第四开关管以高频PWM方式交替导通；在低频交流输入电压的负半周期时，所述第二开关管和所述第四开关管一直导通，所述第一开关管和第三开关管以高频PWM方式交替导通。
优选地，所述控制电路包括第二控制信号生成电路，所述第二控制信号生成电路用于根据充电要求和所述充电电流生成第二控制信号；所述控制电路被配置为根据所述第二控制信号调节所述充电电流。
优选地，所述控制电路被配置为根据充电要求控制所述直流-直流变换器的工作状态以调节所述充电电流，使得所述充电电流为断续的，并至少在所述低频交流输入电压的绝对值低于预定阈值时，所述充电电流的数值为零值。
优选地，所述充电电流的频率被配置为约为所述低频交流输入电压的频率的两倍。
优选地，所述充电电流不为零值的区间的数值为固定的。
优选地，所述充电电流不为零值的区间的数值为变化的。
优选地，所述直流-直流变换器为谐振型变换器，所述控制电路被配置为调节所述直流-直流变换器的工作频率以调节所述充电电流。
优选地，所述直流-直流变换器被配置为在所述工作频率下以固定占空比工作。
优选地，所述控制电路包括：
第一控制信号生成电路，用于根据所述低频交流输入电压和预定阈值生成第一控制信号；
第二控制信号生成电路，用于根据充电要求和所述充电电流生成第二控制信号；以及
逻辑电路，用于根据所述第一控制信号和所述第二控制信号调节所述充电电流；
其中，所述逻辑电路被配置为响应于所述第一控制信号有效，根据所述第二控制信号控制所述直流-直流变换器以固定占空比工作，响应于所述第一控制信号无效，控制所述直流-直流变换器不工作。
优选地，所述第一控制信号生成电路包括：
比较电路，用于比较所述低频交流输入电压的采样信号的绝对值与预定阈值以获取所述第一控制信号。
优选地，所述第二控制信号生成电路包括：
第一误差放大器，用于比较所述充电电流的采样信号和电流基准信号以获取第一误差信号，所述电流基准信号用于表征充电要求；
第二误差放大器，用于比较所述充电电流的采样信号和所述第一误差信号以获取第二误差信号；
补偿电路，用于根据所述第二误差信号生成补偿信号；以及
驱动电路，用于根据所述补偿信号生成所述第二控制信号。
优选地，所述直流-直流变换器为谐振型变换器，所述驱动电路根据所述补偿信号和谐振电流采样信号生成所述第二控制信号。
优选地，所述驱动电路包括：
第二比较器，用于根据所述谐振电流采样信号和所述补偿信号获取置位信号；
第三比较器，用于根据所述谐振电流采样信号和所述补偿信号获取复位信号；以及
触发器，用于根据所述置位信号和所述复位信号生成所述第二控制信号。
优选地，所述直流-直流变换器为谐振型变换器，所述驱动电路根据所述补偿信号和谐振电压采样信号生成所述第二控制信号。
优选地，所述驱动电路包括：
第二比较器，用于根据所述谐振电压采样信号和所述补偿信号获取置位信号；
第三比较器，用于根据所述谐振电压采样信号和所述补偿信号获取复位信号；以及
触发器，用于根据所述置位信号和所述复位信号生成所述第二控制信号。
优选地，所述整流模块为全波整流电路。
与现有技术相比，本发明的技术方案具有以下优点：本发明的开关电源电路包括高开关网络、变压器、整流模块、直流-直流变换器和控制电路，所述高频开关网络直接将低频交流输入信号低频交流输入电压转换为高频交流信号，再通过变压器和整流模块将高频交流信号转化成直流信号并输出到直流-直流变换器，所述直流-直流变换器对所述直流信号进行升压或降压后输出以对电池充电，所述控制电路根据充电要求控制所述直流-直流变换器的工作状态以调节所述充电电流，使得所述充电电流的平均值满足所述充电要求。本发明的开关电源电路无需整流桥，直接将交流信号转换为直流信号，使用较少数量的开关管，减小了网络级数和能量损耗，提高了效率。并且本发明的开关电源电路可以通过断续的电流的电流对电池进行充电，去除开关电源电路中的电解电容，减小开关电源电路的体积，提高开关电源电路使用寿命和安全性。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1为现有技术开关电源电路的电路示意图；
图2为本发明开关电源电路的第一实施例电路示意图；
图3为本发明高频开关网络的工作波形图；
图4为本发明高频开关网络的信号波形图；
图5为本发明开关电源电路的第二实施例电路示意图；
图6为本发明直流-直流变换器和控制电路实施例一的电路示意图；
图7为本发明开关电源电路在控制电路实施例一控制下的一种工作波形图；
图8为本发明驱动电路的工作波形图；
图9为本发明控制电路实施例二的电路示意图；
图10为本发明控制电路实施例二中驱动电路的电路示意图；
图11为本发明开关电源电路在控制电路实施例二下的工作波形图；
图12为本发明控制电路实施例三的电路示意图；
图13为本发明控制电路实施例三中驱动电路的电路示意图；
图14为本发明开关电源电路在控制电路实施例三下的工作波形图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
图2为开关电源电路的第一实施例电路示意图，所述开关电源电路，应用于对电池进行充电，包括：高频开关网络1、变压器2、整流模块3、直流-直流变换器4和控制电路5，
所述高频开关网络1包括用以接收低频交流输入电压Vin的交流输入端、第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4和储能模块，所述第一开关管Q1的第一端和第二开关管Q2的第一端分别连接交流输入端的两个端口N、L，所述第一开关管Q1的第二端连接所述第三开关管Q3的第一端，所述第二开关管Q2的第二端连接所述第四开关管Q4的第一端，所述第三开关管Q3的第二端连接所述第四开关管Q4的第二端，所述储能模块和所述变压器2的原边绕组L2连接在第一节点和第二节点之间，其中，所述第一节点为第一开关管Q1和第三开关管Q3的公共端，所述第二节点为第二开关管Q2和第四开关管Q4的公共端；
所述变压器2的副边绕组连接所述整流模块3的输入端，所述整流模块3的输出端连接所述直流-直流变换器4的输入端，直流-直流变换器4被配置为接收所述整流模块的输出电压Vin1，并输出充电电流Io以对电池进行充电。所述直流-直流变换器4为谐振型变换器。
控制电路5，被配置为根据充电要求Iref控制所述直流-直流变换器的工作状态以调节所述充电电流Io，使得所述充电电流的平均值满足所述充电要求。
进一步的，所述储能模块包括第一电感L1和第一电容C1，所述第一电感L1、第一电容C1和所述原边绕组L2串联后连接在所述第一节点和第二节点之间。
进一步的，所述变压器2还包括两个副边绕组L3，L4，所述两个副边绕组串联在一起，所述副边绕组L3和所述副边绕组L4的公共端为副边绕组的中间端，所述副边绕组L3的另一端为副边绕组的第一端，所述副边绕组L4的另一端为所述副边绕组的第二端。在其他的实施例中所述变压器2包括具有中间抽头的副边绕组，所述的中间抽头为所述副边绕组中间端，其余两端分别为副边绕组的第一端、第二端。
进一步的，所述整流模块3为全波整流电路，其包括第一整流管S1和第二整流管S2，所述第一整流管S1的第一端连接所述副边绕组L3的第一端，所述第一整流管S1的第二端作为输出电压的高电位端，所述第二整流管S2的第一端连接所述副边绕组的第二端，所述第二整流管S2的第二端连接所述第一整流管S1的第二端，所述副边绕组的中间端作为输出电压的低电位端。本发明中的整流管为可以采用各种现有的电可控开关器件，例如，金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、双极结型晶体管(BJT)，或绝缘栅双极晶体管(IGBT)，对此不进行限制。并利用原边控制所述第一整流管和第二整流管的开通或关断。
进一步的，控制电路5根据所述充电电流Io的采样信号Vfb和充电要求Iref控制所述直流-直流变换器4的工作状态，使得所述充电电流Io达到充电要求。
图3为本发明高频开关网络的工作波形图；低频交流输入电压Vin为正半周期时，即L端的电压大于N端，第一开关管Q1和第三开关管Q3一直导通，所述第二开关管Q2和所述第四开关管Q4以高频PWM方式交替导通，此时实施例二中第一电容C1、第一电感L1和所述原边绕组L2形成LLC谐振电路，所述第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4工作在谐振状态；低频交流输入电压Vin为负半周期时，即N端的电压大于L端，所述第二开关管Q2和所述第四开关管Q4一直导通，第一开关管Q1和第三开关管Q3以高频PWM方式交替导通，此时实施例二中第一电容C1、第一电感L1和所述原边绕组L2形成LLC谐振电路，所述第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4工作在谐振状态，从而实现了高频斩波。所述高频PWM的频率远大于低频交流输入电压的频率。本实施例的高频开关网络工作在固定频率的状态。
当所示第二开关管Q2导通所述第四开关管Q4关断时，所述低频交流输入电压Vin对所述储能模块和所述原边绕组进行充电，所述原边绕组的电压和低频交流输入电压Vin的极性不一定相应，可以相同，也可以相反；当所示第二开关管Q2关断所述第四开关管Q4导通时，所述储能模块对所述原边绕组进行放电；当所示第一开关管Q1导通所述第三开关管Q3关断时，所述低频交流输入电压Vin对所述储能模块和所述原边绕组进行充电，所述原边绕组的电压和低频交流输入电压Vin的极性不一定相应，可以相同，也可以相反；当所示第一开关管Q1关断所述第三开关管Q3导通时，所述储能模块对所述原边绕组进行放电。
图4为本发明高频开关网络的信号波形图；如图4所示，低频交流输入电压Vin在正半周期时，所述第二开关管Q2和所述第四开关管Q4以高频PWM方式交替导通；在低频交流输入电压Vin在负半周期时，所述第一开关管Q1和第三开关管Q3以高频PWM方式交替导通。
需要说明的是，互补导通为交替导通的特例，互补导通时，效率最高，但为了防止开关管的关断延迟而引起瞬时短路现象，在第二开关管Q2和所述第四开关管Q4或第一开关管Q1和第三开关管Q3的状态切换中间插入一个死区时间。
在发明所述的开关管可以采用各种现有的电可控开关器件，例如，金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、双极结型晶体管(BJT)，或者，绝缘栅双极晶体管(IGBT)，对此不进行限制。
图2的实施例中，开关电源电路还包括电容C2和电容C3，电容C2连接在整流模块3的输出端，用于对整流模块3的输出信号进行滤波，电容C3连接在直流-直流变换器4的输出端，用于对直流-直流变换器4的输出信号进行滤波。
本实施例中的高频开关网络1、变压器2和整流模块3直接将交流信号转化为直流信号，无需整流桥，使用较少数量的开关管，减小了网络级数和能量损耗，提高了效率，解决了现有技术中由于存在整流桥而引起的需要开关管数目较多，能量损失较大，效率较低的技术问题。本实施中的开关电源电路用于对电池进行的充电，根据充电要求Iref控制所述直流-直流变换器的工作状态以调节所述充电电流Io，使得所述充电电流的平均值满足所述充电要求。本实施例中直流-直流变换器4的输出电流是连续的形式。
通常情况下交流电源供电时，大多数设备都无法直接使用交流电工作，这是因为由于交流电(例如50Hz的220V市电)是间断性地输出电能，而为了使得输出电能不间断，需要在开关电源电路中设置电解电容(例如图2中的电容C3)进行储能，从而当供电处于波谷时，供电的持续依赖电解电容器的储能来维持稳定的电能供应。而电解电容的体积一般都比较大，且易损坏，使得开关电源电路的体积比较大且寿命短。开关电源电路为移动终端的电池充电时，电池为移动终端供电，供电的持续性有电池作为保障，同时电池可以看作容性负载，这样使得开关电源电路在给电池充电时就可以不需要连续输出稳定的直流电，故可以控制使得开关电源电路的输出电流为断续的形式。
通过脉动电流对电池充电与传统的恒压恒流相比，能够降低锂电池的析锂现象，提高电池的使用寿命，并且还能够减少充电接口的触点的拉弧的概率和强度，提高充电接口的寿命，以及有利于降低电池的极化效应、提高充电速度、减少电池的发热，保证电池充电时的安全可靠。此外，由于输出的是脉动电流，从而无需在电池充电电路中设置电解电容，不仅可以实现电池充电电路的简单化、小型化，还可大大降低成本。
故本发明给出了所述直流-直流变换器的输出电流是断续的情况，如图5开关电源电路的第二实施例电路示意图所示，所述控制电路5被配置为根据充电要求控制所述直流-直流变换器4的工作状态以调节所述充电电流，使得所述充电电流为断续的，并至少在所述低频交流输入电压Vin的绝对值低于预定阈值Vth时，所述充电电流的数值为零值，并使得所述充电电流的平均值满足所述充电要求。
具体的，在所述低频交流输入电压Vin的绝对值低于预定阈值时，所述控制电路5控制所述直流-直流变换器4不工作，以使得充电电流Io为零。在所述低频交流输入电压Vin的绝对值高于预定阈值时，所述控制电路5控制所述直流-直流变换器4工作，以使得充电电流Io不为零。由此，可以获取断续的充电电流Io。
进一步的，由于整流模块3的输出电压和所述低频交流输入电压Vin正相关，在其他的实施例中，也可以根据所述整流模块3的输出电压和另外的预定阈值进行比较，以获取断续的充电电流Io，由于整流模块3的输出电压为直流的，故在所述整流模块3的输出电压低于另外的预定阈值时，所述控制电路5控制所述直流-直流变换器4不工作，以使得充电电流Io为零。在所述整流模块3的输出电压高于另外的预定阈值时，所述控制电路5控制所述直流-直流变换器4工作，以使得充电电流Io不为零。
进一步地，所述充电电流Io不为零值的区间的数值为固定的，所述充电电流Io的波形可以为方波。
进一步地，所述充电电流Io不为零值的区间的数值为变化的，所述充电电流Io的波形可以为三角波或正弦波等。
进一步地，在所述低频交流输入电压Vin的绝对值高于预定阈值时，所述控制电路5被配置为调节所述直流-直流变换器4的工作频率以调节所述充电电流Io，所述直流-直流变换器4被配置为在所述工作频率下以固定占空比工作。
进一步地，所述充电电流Io的频率是所述低频交流输入电压Vin的频率的两倍，或者，所述充电电流Io的频率约为所述低频交流输入电压Vin的频率的两倍。
进一步地，直流-直流变换器4可以是谐振式变换器，本发明以半桥LLC谐振电路为例进行说明，应理解，直流-直流变换器4也可以是其它谐振式电路，比如LCC电路等。
控制电路5根据所述低频交流输入电压Vin的采样信号Vs控制所述直流-直流变换器4的工作状态，使得所述充电电流Io为断续的。具体地，至少在所述低频交流输入电压Vin的绝对值低于预定阈值时，控制所述直流-直流变换器4不工作，使得所述充电电流Io的数值为零值；在所述低频交流输入电压Vac的绝对值高于预定阈值时，控制所述直流-直流变换器4工作，使得所述充电电流Io的数值不为零。由此，可以使得所述充电电流Io为脉动电流。
图5中开关电源电路的第二实施例中的高频开关网络1、变压器2、整流模块3和直流-直流变换器4均与图2中开关电源电路的第一实施例中的高频开关网络1、变压器2、整流模块3和直流-直流变换器4结构相似，在此不进行赘述。
图6为本发明直流-直流变换器和控制电路实施例一的电路示意图；所述直流-直流变换器4采用半桥LLC电路，包括开关电路41、变压器42、副边整流电路43、谐振电感L5和谐振电容C4。
在本实施例中，开关电路41包括第一开关Q21和第二开关Q22，其中，第一开关Q21和第二开关Q22的公共端为a。第一开关Q21连接在整流模块3的输出端和公共端a之间。第二开关Q22连接在所述公共端a与接地端之间。第一开关Q21和第二开关Q22分别受控于控制信号G1和G2导通或关断。
具体地，在第一开关Q21导通且第二开关Q22关断时，谐振电路连接在整流模块3的输出端，输入电压Vin1为充电电池供电，同时为谐振电路中的储能元件充电。在第一开关Q21关断且第二开关Q22导通时，通过谐振电路中的储能元件放电为充电电池供电。
电容C2连接在所述整流模块3的输出端，用于对整流模块3输出的整流电压信号进行滤波。
变压器42包括初级绕组L6和次级绕组L7。谐振电感L5连接在公共端a与初级绕组L6的一端之间，谐振电容C4连接在初级绕组L6的另一端与接地端之间。由此，谐振电感L5、初级绕组L6和谐振电容C4串联形成LLC谐振电路。副边整流电路43与所述次级绕组L7连接，副边的感生交流电经由所述副边整流电路43整流后，以提供充电电流Io至输出端，以为电池充电。
进一步地，LLC谐振电路是采用固定的占空比控制，通过调节工作频率(开关频率)来调节输出的充电电流Io。也就是说，在不同的输入电压下，保持占空比不变，通过调节LLC谐振变换器的开关频率以调节充电电流Io的平均值，使其满足充电要求。
控制电路5被配置为调节所述直流-直流变换器4的工作频率以调节所述充电电流Io。具体地，控制电路5包括：第一控制信号生成电路51、第二控制信号生成电路52和逻辑电路53。其中，第一控制信号生成电路51用于根据所述交流输入电压Vin和预定阈值Vth生成第一控制信号En。第二控制信号生成电路52用于根据充电要求和所述直流-直流变换器4输出的充电电流Io生成第二控制信号PWMH和PWML。逻辑电路53用于根据所述第一控制信号En和所述第二控制信号PWMH和PWML调节所述充电电流Io。
进一步地，所述逻辑电路53被配置为响应于所述第一控制信号En有效，根据所述第二控制信号PWMH和PWML控制所述直流-直流变换器4在工作频率下以固定占空比工作；响应于所述第一控制信号En无效，控制所述直流-直流变换器4不工作。
第一控制信号生成电路51包括输入信号采样电路和比较电路。其中，所述输入信号采样电路采样交流输入信号Vin以获取输入电压采样信号Vs。所述比较电路的输入端接收所述输入电压采样信号Vs和预定阈值Vth，用于比较输入电压采样信号Vs的绝对值Vs’与预定阈值Vth以获取所述第一控制信号En。
进一步地，所述第一控制信号En为使能信号，响应于所述比较输入电压采样信号Vs的绝对值Vs’大于预定阈值Vth，第一控制信号En为高电平。响应于所述比较输入电压采样信号Vs的绝对值Vs’小于预定阈值Vth，第一控制信号En为低电平。应理解，第一控制信号生成电路51并不限于文中所述的方式，本领域技术人员可以采用其它等同的方式或己有的方式来生成第一控制信号。
第二控制信号生成电路52包括第一误差放大器Gm1、第二误差放大器Gm2、补偿电路和驱动电路。其中，第一误差放大器Gm1用于比较输出电流采样信号Vfb和电流基准信号Iref以获取第一误差信号Vref。第二误差放大器Gm2用于比较输出电流采样信号Vfb和所述第一误差信号Vref以获取第二误差信号Vcs。补偿电路用于根据所述第二误差信号Vcs生成补偿信号Vcp。驱动电路用于根据所述补偿信号Vcp生成所述第二控制信号PWMH和PWML。
第一误差放大器Gm1的同相输入端输入电流基准信号Iref，反相输入端输入输出电流采样信号Vfb。其中，输出电流采样信号为电压信号，用于表征输出电流；所述电流基准信号Iref用于表征充电要求，具体地，所述电流基准信号Iref用于表征电池充电时所需要的平均电流。由此，使得所述第一误差放大器Gm1的输出信号表征实际充电电流Io与需要的充电电流Io的差值，由此，可以形成平均电流环以控制充电电流Io的平均值趋近于所述电流基准信号Iref。
进一步地，所述第二控制信号生成电路52还包括电容C5，连接在所述第一误差放大器Gm1的输出端和接地端之间，将所述第一误差放大器Gm1输出的电流信号转换为电压信号，也即第一误差信号Vref。以第一误差信号Vref为基准信号，输入所述第二误差放大器Gm2的同相输入端，第二误差放大器Gm2的反相输入端输入输出电流采样信号Vfb，通过比较输出电流采样信号Vfb和所述第一误差信号Vref以获取第二误差信号Vcs。由此，可以形成瞬时电流环通过调节所述直流-直流变换器4的工作频率以控制所述充电电流Io的瞬时值的大小。
进一步地，第二控制信号生成电路52还包括电容C6，连接在所述第二误差放大器Gm2的输出端和接地端之间，用于将第二误差放大器输出的电流信号转换为对应的电压信号Vcs。
在图6实施例中，补偿电路包括电阻R1、电阻R2和光耦，用于根据所述第二误差信号Vcs生成补偿信号Vcp。
驱动电路用于根据所述补偿信号Vcp生成PWM(脉冲宽度调制)信号，也就是说，所述第二控制信号为PWMH和PWML。在一种实施例中，所述驱动电路通过比较补偿信号Vcp和斜坡信号Vsaw生成第二控制信号为PWMH和PWML。
逻辑电路53用于根据所述第一控制信号En和所述第二控制信号PWMH和PWML调节所述充电电流Io。
进一步地，响应于所述第一控制信号En为低电平，所述逻辑电路53不输出控制信号G1和G2。响应于所述第一控制信号En为高电平，所述逻辑电路53根据所述第二控制信号PWMH和PWML生成控制信号G1和G2，以控制所述开关电路在所述工作频率下以固定占空比工作。应理解，逻辑电路的工作方式并不限于上述描述的方式，例如，响应于所述第一控制信号En为低电平，输出所述控制信号G1和G2均为低电平。响应于所述第一控制信号En为高电平，将所述第二控制信号PWMH和PWML作为控制信号G1和G2输出。
需要说明的是，若图6实施例中的控制电路5去掉第一控制信号生成电路51，仅通过第二控制信号生成电路52生成第二控制信号以控制所述直流-直流变换器4的开关状态进而控制所述输出电流达到充电要求，则此时的充电电流为连续的，即为图3中的情形，对于本领域的技术人员是显而易见的，在此进行说明，不再作为单独的实施例进行赘述说明。
图7是本发明开关电源电路在控制电路实施例一控制下的工作波形图。图7示出了输入电压采样信号Vs的绝对值Vs’、预定阈值Vth、第一控制信号En、输出电流采样信号Vfb和第二控制信号G1和G2(PWM信号)的波形图，其中，横坐标为时间t，纵坐标为各分量。
具体地，在t1时刻，输入电压采样信号Vs的绝对值Vs’下降到与所述预定阈值Vth相等，第一控制信号En切换为低电平，逻辑电路53不输出控制信号G1和G2，控制所述开关电路41不工作，即第一开关Q21和第二开关Q22断开，使得充电电流Io为零(或接近于零)，进而使得输出电流采样信号Vfb为0。在t2时刻，输入电压采样信号Vs的绝对值Vs’上升到与所述预定阈值Vth相等，第一控制信号En切换为高电平，逻辑电路53输出控制信号G1和G2，控制所述开关电路41工作，使得第一开关Q21和第二开关Q22交替导通或关断，使得充电电流Io较高，输出电流采样信号Vfb较高。在t3时刻，输入电压采样信号Vs的绝对值Vs’又下降到与所述预定阈值Vth相等，如此循环。第一开关Q21和第二开关Q22在每个周期内的一段时间内同时处于关断状态，使得充电电流Io为零；在每个周期内的另一段时间内同时处于交替导通或关断状态，使得充电电流Io较高。由此，可以使得充电电流Io是一个脉冲电流。
图8是本发明本发明控制电路实施例一中驱动电路工作波形图。图8示出了第一开关Q21和第二开关Q22处于交替导通或关断状态时间段的补偿信号Vcp、斜坡信号Vsaw和PWM(PWMH和PWML)信号的波形图。其中，横坐标为时间t，纵坐标为各分量。
具体地，在第一开关Q21和第二开关Q22处于交替导通或关断状态时间段内，在t4时刻，斜坡信号Vsaw开始上升，PWMH切换为高电平，PWML保持低电平不变。在t5时刻，斜坡信号Vsaw上升至与补偿信号Vcp相等，PWMH切换为低电平，PWML保持低电平不变。经过读取时间Δt(死区时间)之后，即在t6时刻，斜坡信号Vsaw开始上升，PWMH保持低电平不变，PWML切换为高电平。如此循环，使得PWM信号的占空比一直为50％，控制所述直流-直流变换器4被配置为在所述工作频率下以固定占空比工作。
由此，可以根据电流基准信号Iref和输出电流采样信号Vfb的差值调节直流-直流变换器4的工作频率，并使得所述直流-直流变换器4在所述工作频率下以固定占空比工作，以此调节充电电流Io的平均值满足充电要求以为电池充电。
图9给出了本发明控制电路的实施例二的电路示意图；图9中的直流-直流变换器4和控制电路5的结构与图6中直流-直流变换器4的控制电路5的结构类似，相似之处在此不再赘述。不同之处在于，驱动电路获取谐振电流采样信号Ichg，根据所述谐振电流采样信号Ichg和所述补偿信号Vcp生成所述第二控制信号PWMH和PWML。
图10为本发明控制电路实施例二中驱动电路的电路示意图；如图10所示，驱动电路包括第二比较器CMP2、第三比较器CMP3和RS触发器。具体地，驱动电路还包括电容Cchg，将所述谐振电流采样信号Ichg转换为对应的电压信号Vchg，输入到所述第二比较器CMP2的反相输入端和所述第三比较器CMP3的同相输入端，其中，电容Cchg不是电解电容。应理解，驱动电路可以直接采样谐振电容C3的电压以直接作为电压信号Vchg，无需电容Cchg。同时，驱动电路获取固定的共模电压信号Vcm。第二比较器CMP2的同相输入端接收信号Vcm与补偿信号Vcp的差值，第三比较器CMP3的反相输入端接收信号Vcm与补偿信号Vcp的和。逻辑电路53用于根据所述第一控制信号En和所述第二控制信号PWMH和PWML调节所述充电电流Io。
响应于所述第一控制信号En为低电平，所述逻辑电路53不输出控制信号G1、和G2。响应于所述第一控制信号En为高电平，所述逻辑电路53输出所述控制信号G1和G2，以控制所述开关电路在所述工作频率下以固定占空比工作。
需要说明的是，若图9实施例中的控制电路6去掉第一控制信号生成电路51，仅通过第二控制信号生成电路52生成第二控制信号控制所述直流-直流变换器4的开关状态进而控制所述输出电流达到充电要求，则此时的充电电流为连续的，即为图3中的情形，对于本领域的技术人员是显而易见的，在此进行说明，不再作为单独的实施例进行赘述说明。
图11是本发明开关电源电路在控制电路实施例二控制下的工作波形图。图11示出了第一开关Q21和第二开关Q22处于交替导通或关断状态时间段的谐振电流采样信号Ichg、电压信号Vchg和PWM(PWMH和PWML)信号的波形图。其中，横坐标为时间t，纵坐标为各分量。
具体地，在t1时刻，电压信号Vchg上升至与Vcm+Vcp相等，第三比较器CMP3输出为高电平，即RS触发器的复位信号有效，PWMH切换为低电平，PWML切换为高电平。在t2时刻，电压信号Vchg下降至与Vcm-Vcp相等，第二比较器CMP2输出为高电平，即RS触发器的置位信号有效，PWMH切换为高电平，PWML切换为低电平。如此循环，使得PWM信号的占空比一直为50％，控制所述直流-直流变换器4被配置为在所述工作频率下以固定占空比工作。
图12给出了本发明控制电路的实施例三的电路示意图；图12中的直流-直流变换器4和控制电路5的结构与图9中直流-直流变换器4的控制电路5的结构类似，相似之处在此不再赘述。不同之处在于，驱动电路直接获取谐振电容电压作为电压信号Vchg，根据所述电压信号Vchg和所述补偿信号Vcp生成所述第二控制信号PWMH和PWML。同样，应理解，驱动电路如图12所示，通过采样谐振电容电流经电容Cchg积分获取电压信号Vchg。
进一步地，图13是本发明第三实施例的驱动电路的电路图。如图13所示，第二比较器CMP2、第三比较器CMP3和RS触发器。具体地，电压信号Vchg输入到所述第二比较器CMP2的反相输入端和所述第三比较器CMP3的同相输入端。同时，驱动电路获取以固定的共模电压信号Vcm。所述第二比较器CMP2的同相输入端接收信号Vcm与补偿信号Vcp的差值，所述第三比较器CMP3的反相输入端接收信号Vcm与补偿信号Vcp的和。
逻辑电路53用于根据所述第一控制信号En和所述第二控制信号PWMH和PWML调节所述充电电流Io。
进一步地，响应于所述第一控制信号En为低电平，所述逻辑电路53不输出控制信号G1和G2。响应于所述第一控制信号En为高电平，所述逻辑电路53输出所述控制信号G1和G2，以控制所述开关电路在所述工作频率下以固定占空比工作。
需要说明的是，若图12中的控制电路6去掉第一控制信号生成电路51，仅通过第二控制信号生成电路52生成第二控制信号控制所述直流-直流变换器4的开关状态进而控制所述输出电流达到充电要求，则此时的充电电流为连续的，即为图3中的情形，对于本领域的技术人员是显而易见的，在此进行说明，不再作为单独的实施例进行赘述说明。
图14是本发明开关电源电路在控制电路实施例三控制下的工作波形图。图14示出了第一开关Q21和第二开关Q22处于交替导通或关断状态时间段的电压信号Vchg和PWM(PWMH和PWML)信号的波形图。其中，横坐标为时间t，纵坐标为各分量。
具体地，在t1时刻，电压信号Vchg上升至与Vcm+Vcp相等，第三比较器CMP3输出为高电平，即RS触发器的复位信号有效，PWMH切换为低电平，PWML切换为高电平。在t2时刻，电压信号Vchg下降至与Vcm-Vcp相等，第二比较器CMP2输出为高电平，即RS触发器的置位信号有效，PWMH切换为高电平，PWML切换为低电平。如此循环，使得PWM信号的占空比一直为50％，控制所述直流-直流变换器4被配置为在所述工作频率下以固定占空比工作。
依照本发明实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。

Claims (19)

1.一种开关电源电路，应用于对电池进行充电，其特征在于，包括：高频开关网络、变压器、整流模块、直流-直流变换器和控制电路，
所述高频开关网络包括用以接收低频交流输入电压的交流输入端、第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管和储能模块，所述第一开关管的第一端和第二开关管的第一端分别连接交流输入端的两个端口，所述第一开关管的第二端连接所述第三开关管的第一端，所述第二开关管的第二端连接所述第四开关管的第一端，所述第三开关管的第二端连接所述第四开关管的第二端，所述储能模块和所述变压器的原边绕组连接在第一节点和第二节点之间，其中，所述第一节点为第一开关管和第三开关管的公共端，所述第二节点为第二开关管和第四开关管的公共端；
所述变压器的副边绕组连接所述整流模块的输入端，所述整流模块的输出端连接所述直流-直流变换器，所述直流-直流变换器输出充电电流；
控制电路，被配置为根据充电要求控制所述直流-直流变换器的工作状态以调节所述充电电流，使得所述充电电流的平均值满足所述充电要求。
2.根据权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于：所述储能模块包括第一电感和第一电容，所述第一电感、第一电容和所述原边绕组串联后连接在所述第一节点和第二节点之间。
3.根据权利要求2所述的开关电源电路，其特征在于：所述高频开关网络工作在LLC谐振状态。
4.根据权利要求1或2所述的开关电源电路，其特征在于：在低频交流输入电压的正半周期时，所述第一开关管和第三开关管一直导通，所述第二开关管和所述第四开关管以高频PWM方式交替导通；在低频交流输入电压的负半周期时，所述第二开关管和所述第四开关管一直导通，所述第一开关管和第三开关管以高频PWM方式交替导通。
5.根据权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于：所述控制电路包括第二控制信号生成电路，所述第二控制信号生成电路用于根据充电要求和所述充电电流生成第二控制信号；所述控制电路被配置为根据所述第二控制信号调节所述充电电流。
6.根据权利要求1或2所述的开关电源电路，其特征在于：所述控制电路被配置为根据充电要求控制所述直流-直流变换器的工作状态以调节所述充电电流，使得所述充电电流为断续的，并至少在所述低频交流输入电压的绝对值低于预定阈值时，所述充电电流的数值为零值。
7.根据权利要求6所述的开关电源电路，其特征在于：所述充电电流的频率被配置为约为所述低频交流输入电压的频率的两倍。
8.根据权利要求6所述的开关电源电路，其特征在于：所述充电电流不为零值的区间的数值为固定的。
9.根据权利要求6所述的开关电源电路，其特征在于：所述充电电流不为零值的区间的数值为变化的。
10.根据权利要求6所述的开关电源电路，其特征在于：所述直流-直流变换器为谐振型变换器，所述控制电路被配置为调节所述直流-直流变换器的工作频率以调节所述充电电流。
11.根据权利要求10所述的开关电源电路，其特征在于：所述直流-直流变换器被配置为在所述工作频率下以固定占空比工作。
12.根据权利要求6所述的开关电源电路，其特征在于：所述控制电路包括：
第一控制信号生成电路，用于根据所述低频交流输入电压和预定阈值生成第一控制信号；
第二控制信号生成电路，用于根据充电要求和所述充电电流生成第二控制信号；以及
逻辑电路，用于根据所述第一控制信号和所述第二控制信号调节所述充电电流；
其中，所述逻辑电路被配置为响应于所述第一控制信号有效，根据所述第二控制信号控制所述直流-直流变换器以固定占空比工作，响应于所述第一控制信号无效，控制所述直流-直流变换器不工作。
13.根据权利要求12所述的开关电源电路，其特征在于：所述第一控制信号生成电路包括：
比较电路，用于比较所述低频交流输入电压的采样信号的绝对值与预定阈值以获取所述第一控制信号。
14.根据权利要求5或12所述的开关电源电路，其特征在于：所述第二控制信号生成电路包括：
第一误差放大器，用于比较所述充电电流的采样信号和电流基准信号以获取第一误差信号，所述电流基准信号用于表征充电要求；
第二误差放大器，用于比较所述充电电流的采样信号和所述第一误差信号以获取第二误差信号；
补偿电路，用于根据所述第二误差信号生成补偿信号；以及
驱动电路，用于根据所述补偿信号生成所述第二控制信号。
15.根据权利要求14所述的开关电源电路，其特征在于：所述直流-直流变换器为谐振型变换器，所述驱动电路根据所述补偿信号和谐振电流采样信号生成所述第二控制信号。
16.根据权利要求15所述的开关电源电路，其特征在于：所述驱动电路包括：
第二比较器，用于根据所述谐振电流采样信号和所述补偿信号获取置位信号；
第三比较器，用于根据所述谐振电流采样信号和所述补偿信号获取复位信号；以及
触发器，用于根据所述置位信号和所述复位信号生成所述第二控制信号。
17.根据权利要求14所述的开关电源电路，其特征在于：所述直流-直流变换器为谐振型变换器，所述驱动电路根据所述补偿信号和谐振电压采样信号生成所述第二控制信号。
18.根据权利要求17所述的开关电源电路，其特征在于：所述驱动电路包括：
第二比较器，用于根据所述谐振电压采样信号和所述补偿信号获取置位信号；
第三比较器，用于根据所述谐振电压采样信号和所述补偿信号获取复位信号；以及
触发器，用于根据所述置位信号和所述复位信号生成所述第二控制信号。
19.根据权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于：所述整流模块为全波整流电路。
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