CN115549456B - 反激变换器的保护电路及控制方法 - Google Patents

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Abstract

本申请公开了反激变换器的保护电路及控制方法，反激变换器的保护电路包括：有源放电模块，与反激变换器的谐振回路中第一电容的至少一端相连接以提供放电路径，并且根据放电使能信号控制放电路径的导通和断开，其中，在反激变换器的正常工作状态下，有源放电模块中的放电路径断开，第一电容作为谐振电容工作，在反激变换器重启之前，有源放电模块中的放电路径导通预定时间段以释放第一电容的电荷，将反激变换器重启之后的谐振电流减小至第二开关管的安全工作电流。本公开的方案能够在反激变换器重启之前对第一电容放电以减小谐振电流的大小，避免谐振电流的大小超过第二开关管的安全工作电流，以提高系统的稳定性和安全性。

Description

反激变换器的保护电路及控制方法
技术领域
本公开涉及电力电子技术领域，更具体地说，涉及一种反激变换器的保护电路及控制方法。
背景技术
反激变换器包括变压器，在变压器的原边绕组与输入电源断开连接的期间向变压器的副边绕组传输电能。反激变换器的电路结构简单，成本低廉，具有宽输入电压范围，因此已经广泛地应用于各种电子设备中。
在一些反激变换器的应用场合，反激变换器采用非对称半桥拓扑，或者还包含有源钳位电路。在非对称半桥拓扑的反激变换器中，在变压器的原边侧，反激变换器不仅包括连接在输入端和变压器的原边绕组之间的主开关管，而且包括连接在主开关管和参考地之间的辅助开关管。在采用有源钳位电路的反激变换器中，在变压器的原边侧，反激变换器不仅包括连接在变压器的原边绕组和参考地之间的主开关管，而且包括与变压器的原边绕组并联连接的辅助开关管和电容。在上述两种类型的反激变换器中，还包括与辅助开关管一起组成谐振回路的电感和电容。
在一些情况下，在主开关管和辅助开关管都关断时，电容上的电压会存在一定的电压大小，当辅助开关管再次导通时，则电容电压与原边绕组的电压有一个压差，此时，电容和电感发生谐振，产生一个谐振电流，且谐振电流的大小跟电容的电压大小正相关，当电容上的电压过大时，谐振电流可能超过辅助开关管的安全工作电流，造成辅助开关管的失效。
因此，有必要提供改进的技术方案以克服现有技术中存在的以上技术问题。
发明内容
有鉴于此，本公开的目的在于提供反激变换器的保护电路及控制方法，其中，在反激变换器重启之前对谐振回路中的第一电容进行放电以减小谐振电流的大小，从而保护谐振回路中的开关管，以提高系统的稳定性和安全性。
根据本公开的第一方面，提供一种反激变换器的保护电路，所述反激变换器包括变压器、第一开关管和第二开关管、以及在所述第二开关管的导通状态下形成谐振回路的第一电容和第一电感，所述保护电路包括：有源放电模块，与所述第一电容的至少一端相连接以提供放电路径，并且根据放电使能信号控制所述放电路径的导通和断开，其中，在所述反激变换器的正常工作状态下，所述有源放电模块中的所述放电路径断开，所述第一电容作为谐振电容工作，在所述反激变换器重启之前，所述有源放电模块中的所述放电路径导通预定时间段以释放所述第一电容的电荷，将所述反激变换器重启之后的谐振电流减小至所述第二开关管的安全工作电流。
优选地，所述有源放电模块包括放电晶体管，所述放电晶体管工作于限流模式或开关模式。
优选地，所述有源放电模块还包括第一电阻，所述放电晶体管为与所述第一电阻串联连接的第三开关管。
优选地，所述有源放电模块提供所述第一电容的第一端和参考地之间的放电路径，所述第三开关管和所述第一电阻串联连接在所述第一端和所述参考地之间。
优选地，所述有源放电模块还包括串联连接在所述第一端和所述参考地之间的第四开关管和第二电阻，所述第三开关管的控制端连接至所述第四开关管和所述第二电阻的中间节点，所述第四开关管的控制端接收所述放电使能信号。
优选地，所述第三开关管和所述第四开关管分别为双极型开关管。
优选地，所述有源放电模块提供所述第一电容的第一端和第二端之间的放电路径，所述第三开关管和所述第一电阻串联连接在所述第一电容的第一端和第二端之间。
优选地，所述有源放电模块还包括串联连接在所述第一电容的第一端和第二端之间的第四开关管和第二电阻，所述第三开关管的控制端连接至所述第四开关管和所述第二电阻的中间节点，所述第四开关管的控制端接收所述放电使能信号。
优选地，所述第三开关管和所述第四开关管分别为双极型开关管。
优选地，所述有源放电模块还包括串联连接在所述第三开关管的控制端与所述参考地之间的第四开关管和第二电阻，所述第四开关管的控制端接收所述放电使能信号。
优选地，所述第三开关管为双极型晶体管，所述第四开关管为场效应晶体管。
优选地，所述第三开关管在所述第一电容的第一端和所述第三开关管的控制端之间形成正向PN结，使得在所述控制端连接至所述参考地时，所述第三开关管导通从而导通所述放电路径。
优选地，所述第一开关管和所述第二开关管依次串联连接在所述反激变换器的输入端和参考地之间。
优选地，所述第二开关管和所述第一开关管依次串联连接在所述反激变换器的输入端和参考地之间。
优选地，所述反激变换器还包括第二电容，所述第二电容、所述第二开关管和所述第一开关管依次串联连接在所述反激变换器的输入端和参考之间。
优选地，在所述第一开关管的关断状态下，所述第一开关管和所述第二开关管之间的中间节点具有浮地电压。
优选地，还包括电平转换电路，用于将所述放电使能信号从相对于参考地的第一电平转换至相对于所述浮地电压的第二电平。
优选地，还包括：放电控制电路，与所述有源放电模块相连接，以及根据所述反激变换器的工作状态产生相应有效状态的所述放电使能信号。
优选地，所述放电控制电路包括：检测模块，用于检测所述反激变换器的工作状态，在所述反激变换器重启之前产生导通信号和关断信号；以及控制逻辑，用于根据所述导通信号和所述关断信号产生所述放电使能信号。
优选地，所述放电控制电路包括：检测模块，用于检测所述反激变换器的工作状态，在所述反激变换器重启之前产生导通信号；延时模块，用于在所述导通信号有效时开始延时，以及在延时达到预定时间段时产生关断信号；以及控制逻辑，用于根据所述导通信号和所述关断信号产生所述放电使能信号。
优选地，所述检测模块接收所述第一开关管的第一开关控制信号和所述第二开关管的第二开关控制信号，以及根据所述第一开关控制信号和所述第二开关控制信号产生所述导通信号和所述关断信号中的至少一个。
优选地，所述检测模块在所述第一开关控制信号和所述第二开关控制信号均处于无效状态的持续时间超过至少一个开关周期的情形下产生所述导通信号。
优选地，所述检测模块在至少一个连续开关周期中检测到所述第一开关控制信号和所述第二开关控制信号的互补电平状态的情形下产生所述关断信号。
优选地，所述检测模块接收系统上电信号或系统错误信号，在系统重启完成之前将所述有源放电模块中的放电路径导通预定时间段。
根据本公开的第二方面，提供一种反激变换器的控制方法，所述反激变换器包括变压器、第一开关管和第二开关管、以及在所述第二开关管的导通状态下形成谐振回路的第一电容和第一电感，所述控制方法包括：提供与所述第一电容的至少一端相连接的放电路径；在所述反激变换器的正常工作状态下，将所述放电路径断开，使得所述第一电容作为谐振电容工作；以及在所述反激变换器重启之前，将所述放电路径导通预定时间段释放所述第一电容的电荷，将所述反激变换器重启之后的谐振电流减小至所述第二开关管的安全工作电流。
优选地，所述放电路径位于所述第一电容的第一端和参考地之间。
优选地，所述放电路径位于所述第一电容的第一端和第二端之间的放电路径。
优选地，所述第一电容的第二端连接至所述第一开关管和所述第二开关管的中间节点，在所述第一开关管的关断状态下，所述第一电容的第二端具有浮地电压。
优选地，还包括：将所述放电使能信号从相对于参考地的第一电平转换至相对于所述浮地电压的第二电平。
优选地，还包括：检测所述反激变换器的工作状态，在所述反激变换器重启之前产生导通信号和关断信号；以及根据所述导通信号和所述关断信号产生所述放电使能信号。
优选地，还包括：检测所述反激变换器的工作状态，在所述反激变换器重启之前产生导通信号；在所述导通信号有效时开始延时，以及在延时达到预定时间段时产生关断信号；以及根据所述导通信号和所述关断信号产生所述放电使能信号。
优选地，根据所述第一开关管的第一开关控制信号和所述第二开关管的第二开关控制信号产生所述导通信号和所述关断信号中的至少一个。
优选地，在所述第一开关控制信号和所述第二开关控制信号均处于无效状态的持续时间超过至少一个开关周期的情形下产生所述导通信号。
优选地，在至少一个连续开关周期中检测到所述第一开关控制信号和所述第二开关控制信号的互补电平状态的情形下产生所述关断信号。
优选地，根据系统上电信号或系统错误信号确认系统重启事件，以及在系统重启完成之前将所述放电路径导通预定时间段。
根据本公开实施例的反激变换器，在反激变换器重启时，反激变换器的谐振回路中的第一电容已经预先放电，因而，在重启的第一个开关周期中，第一电容两端的电压已经降低至安全值,可以很好地将谐振电流的最大值控制为低于谐振回路中的第二开关管的安全工作电流，因而可以保护第二开关管，提高反激变换器的可靠性。
附图说明
图1a示出根据现有技术的反激变换器的一种非对称半桥拓扑的电路框图；
图1b示出根据现有技术的反激变换器的另一种非对称半桥拓扑的电路框图；
图2示出图1a和图1b所示反激变换器的工作波形图；
图3示出根据现有技术的有源钳位反激变换器的电路框图；
图4示出根据本公开实施例的反激变换器的非对称半桥拓扑的电路框图；
图5示出图4所示反激变换器的工作波形图；
图6示出根据本公开实施例的一种反激变换器的示意性电路图；
图7示出图6所示反激变换器中放电模块的示意性电路图；
图8示出根据本公开实施例的另一种反激变换器的示意性电路图；
图9示出图8所示反激变换器中的一种放电模块的示意性电路图；
图10示出图8所示反激变换器中的另一种放电模块的示意性电路图。
具体实施方式
以下结合附图对本公开的优选实施例进行详细描述，但本公开并不仅仅限于这些实施例。本公开涵盖任何在本公开的精神和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。
为了使公众对本公开有彻底的了解，在以下本公开优选实施例中详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本公开。
在下列段落中参照附图以举例方式更具体地描述本公开。需说明的是，附图均采用较为简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本公开实施例的目的。
图1a示出根据现有技术的反激变换器的一种非对称半桥拓扑的电路框图。为了清楚起见，在图中仅示出反激变换器的主电路，而未示出用于向开关管提供开关控制信号的开关控制电路。
在图1a所示的非对称半桥拓扑中，反激变换器100包括具有原边绕组Np和副边绕组Ns的变压器T，位于变压器T的原边侧的开关管Q1和Q2、第一电感Lk和第一电容C1，位于变压器T的副边侧的二极管D1和输出电容Co。
在变压器T的原边侧，第一开关管Q1和第二开关管Q2依次串联连接在电压输入端和原边的参考地之间。在一个可能的实施例中，第一开关管Q1和第二开关管Q2均为NMOS场效应晶体管。变压器T的原边绕组Np、第一电感Lk和第一电容C1串联连接在第二开关管Q2的源极和漏极之间，在第二开关管Q2的导通状态下一起形成谐振回路。变压器T的原边绕组在谐振回路中的等效电感为励磁电感Lm。
在变压器T的副边侧，二极管D1与变压器T的副边绕组Ns串联连接在电压输出端和副边的参考地之间。二极管D1的阳极与副边绕组Ns的异名端相连接，从而对与变压器T的励磁电压反相的感应电压进行整流以提供直流输出电压Vo。输出电容Co连接在电压输出端和副边的参考地之间，对直流输出电压Vo进行滤波以获得平滑的电压波形。在替代的实施例中，可以采用同步整流开关管替代二极管D1。
优选地，反激变换器还包括连接在第二开关管Q2的源极与参考地之间的采样电阻Rcs，用于在第一开关管Q1导通且第二开关管Q2的关断期间，获得流经第一开关管Q1的电流。优选地，在小功率的电源应用中，可以采用变压器T的漏感替代第一电感Lk。
图1b示出根据现有技术的反激变换器的另一种非对称半桥拓扑的电路框图。为了清楚起见，在图中仅示出反激变换器的主电路，而未示出用于向开关管提供开关控制信号的开关控制电路。
在图1b所示的非对称半桥拓扑中，反激变换器200包括具有原边绕组Np和副边绕组Ns的变压器T，位于变压器T的原边侧的开关管Q1和Q2、第一电感Lk和第一电容C1，位于变压器T的副边侧的二极管D1和输出电容Co。
在变压器T的原边侧，第二开关管Q2和第一开关管Q1依次串联连接在电压输入端和原边的参考地之间。在一个可能的实施例中，第一开关管Q1和第二开关管Q2均为NMOS场效应晶体管。变压器T的原边绕组Np、第一电感Lk和第一电容C1串联连接在第二开关管Q2的源极和漏极之间，在第二开关管Q2的导通状态下一起形成谐振回路。变压器T的原边绕组在谐振回路中的等效电感为励磁电感Lm。
在变压器T的副边侧，二极管D1与变压器T的副边绕组Ns串联连接在电压输出端和副边的参考地之间。二极管D1的阳极与副边绕组Ns的异名端相连接，从而对与变压器T的励磁电压反相的感应电压进行整流以提供直流输出电压Vo。输出电容Co连接在电压输出端和副边的参考地之间，对直流输出电压Vo进行滤波以获得平滑的电压波形。
优选地，反激变换器还包括连接在第二开关管Q2的源极与参考地之间的采样电阻Rcs，用于在第一开关管Q1导通且第二开关管Q2的关断期间，获得流经第一开关管Q1的电流。优选地，在小功率的电源应用中，可以采用变压器T的漏感替代第一电感Lk。
图2示出图1a和图1b所示反激变换器的工作波形。在图中，Vg1和Vg2分别表示第一开关管Q1和第二开关管Q2的开关控制信号，iLm和iLk分别表示流经励磁电感Lm的励磁电流和流经第一电感Lk的谐振电流。
在时刻t0之前，反激变换器工作于正常状态。在开关控制信号Vg1和Vg2的控制下，第一开关管Q1和第二开关管Q2例如按照预定的开关周期以互补方式导通和关断，第一开关管Q1和第二开关管Q2的节点电压为其幅值为输入电压Vin的方波信号。在第一开关管Q1导通且第二开关管Q2关断时，输入电压Vin对第一电感Lk、励磁电感Lm和第一电容C1进行充电，第一电容C1两端的电压VC1升高。在第一开关管Q1关断且第二开关管Q2导通时，谐振回路工作，第一电感Lk、励磁电感Lm和第一电容C1以提供谐振电流的方式进行放电，第一电容C1两端的电压VC1降低，电能从变压器的原边侧传送至副边侧。通过调整开关控制信号的占空比来实现对直流输出电压Vo的调节。在替代的实施例中，第一开关管Q1和第二开关管Q2可以按照预定的开关周期以非互补方式导通和关断。
在连续的开关周期中，第一电容C1两端的电压VC1基本上维持为电压V1，变压器T的原边绕组Np两端的电压N*Vo也基本上维持为电压V1。
在时刻t0至t1之间的时间段，反激变换器停止工作,第一开关管Q1和第二开关管Q2均处于关断状态。此时，输入电压Vin仍然可能施加在反激变换器的输入端上，第一开关管Q1和第二开关管Q2二者的寄生电容分担电压，其中，第二开关管Q2的寄生电容两端电压为V2。同时，输入电压Vin经由变压器T的原边绕组Np将第一电容C1充电至电压V2。第一电容C1在反激变换器停止工作的状态下可以保持电荷一段时间。
在时刻t1之后，反激变换器重启至正常状态。在重启后的第一个开关周期中，在第一开关管Q1导通且第二开关管Q2关断时，输入电压Vin对第一电容C1的充电使得第一电容C1两端的电压VC1进一步升高至电压V3。在第一开关管Q1关断且第二开关管Q2导通时，第一电容C1和第一电感Lk组成的谐振回路工作，因而产生谐振电流iLk。
谐振电流iLk的大小与第一电容C1两端的电压大小正相关，如式（1）所示，
Figure 955251DEST_PATH_IMAGE002
其中，iLk_init和iLk_max分别表示反激变换器重启时的初始谐振电流以及在重启后的最大谐振电流，VC1_ini和V3分别表示反激变换器重启时第一电容C1两端的初始电压以及在重启后的最大电压，Vo_ini表示反激变换器重启时的输出电压，N表示变压器T的原边绕组与副边绕组的匝比。
在反激变换器重启时，第一电容C1已经存储有电荷，在重启的第一个开关周期中，第一电容C1两端的电压V3可能过大。根据式（1）可知，谐振电流iLk的最大值也会相应增大，甚至谐振电流iLk的最大值可能超过第二开关管Q2的安全工作电流，使得第二开关管Q2损坏。
在反激变换器的应用场景中，如在输入电压掉电、异常发生、供电不足等情形下，反激变换器均可能停止工作。此时，第一电容VC1的电压保持在V2的电压大小。在输入电压来电、或异常保护解除之后，反激变换器重启。根据现有技术的反激变换器中，由于第一电容C1在重启之前存储有电荷，均可能在重启时产生过高的谐振电流而损坏第二开关管Q2，使得反激变换器的可靠性变差。
图3示出根据现有技术的有源钳位反激变换器的电路框图。为了清楚起见，在图中仅示出反激变换器的主电路，而未示出用于向开关管提供开关控制信号的开关控制电路。
在图3所示的有源钳位反激变换器中，反激变换器100包括具有原边绕组Np和副边绕组Ns的变压器T，位于变压器T的原边侧的开关管Q1和Q2、第一电感Lk和第一电容C1，位于变压器T的副边侧的二极管D1和输出电容Co。
在变压器T的原边侧，第一电感Lk、变压器T的原边绕组Np和第一开关管Q1依次串联连接在电压输入端和原边的参考地之间，第一电容C1和第二开关管Q2依次串联连接在电压输入端和第一开关管Q1之间。在一个可能的实施例中，第一开关管Q1和第二开关管Q2均为NMOS场效应晶体管。第一电容C1和第二开关管Q2组成有源钳位电路。在第一开关管Q1关断，第二开关管Q2导通，此时，变压器T的原边绕组Np、第一电感Lk和第一电容C1形成谐振回路，变压器T的原边绕组在谐振回路中的等效电感为励磁电感Lm。
在变压器T的副边侧，二极管D1与变压器T的副边绕组Ns串联连接在电压输出端和副边的参考地之间。二极管D1的阳极与副边绕组Ns的异名端相连接，从而对与变压器T的励磁电压反相的感应电压进行整流以提供直流输出电压Vo。输出电容Co连接在电压输出端和副边的参考地之间，对直流输出电压Vo进行滤波以获得平滑的电压波形。
优选地，反激变换器还包括连接在第二开关管Q2的源极与参考地之间的采样电阻Rcs，用于在第一开关管Q1导通且第二开关管Q2的关断期间，获得流经第一开关管Q1的电流。优选地，在小功率的电源应用中，可以采用变压器T的漏感替代第一电感Lk。
在有源钳位反激变换器的应用场景中，如在输入电压掉电、异常发生、供电不足等情形下有源钳位反激变换器均可能停止工作。根据现有技术的有源钳位反激变换器，参见图2，由于第一电容C1在重启之前存储有电荷，在停止工作之后重启时均可能产生过高的谐振电流而损坏第二开关管Q2，使得有源钳位反激变换器的可靠性变差。
在有源钳位反激变换器中，第一电容C1的作用不仅是作为钳位电容，而且在谐振回路中作为谐振电容。第一电容C1可以吸收漏感能量，因而可以抑制反激变换器的尖峰电压和提高电路效率。同时，第一电容C1作为谐振电容的工作原理，与非对称半桥拓扑的反激变换器是类似的。
图4示出根据本公开实施例的反激变换器的非对称半桥拓扑的电路框图。在图4所示的非对称半桥拓扑中，反激变换器400包括主电路110、开关控制电路120和保护电路130。
反激变换器400的主电路110包括具有原边绕组Np和副边绕组Ns的变压器T，位于变压器T的原边侧的开关管Q1和Q2、第一电感Lk和第一电容C1，位于变压器T的副边侧的二极管D1和输出电容Co。
在变压器T的原边侧，第一开关管Q1和第二开关管Q2依次串联连接在电压输入端和原边的参考地之间。在一个可能的实施例中，第一开关管Q1和第二开关管Q2均为NMOS场效应晶体管。变压器T的原边绕组Np、第一电感Lk和第一电容C1串联连接在第二开关管Q2的源极和漏极之间，在第二开关管Q2的导通状态下一起形成谐振回路。变压器T的原边绕组在谐振回路中的等效电感为励磁电感Lm。
在变压器T的副边侧，二极管D1与变压器T的副边绕组Ns串联连接在电压输出端和副边的参考地之间。二极管D1的阳极与副边绕组Ns的异名端相连接，从而对与变压器T的励磁电压反相的感应电压进行整流以提供直流输出电压Vo。输出电容Co连接在电压输出端和副边的参考地之间，对直流输出电压Vo进行滤波以获得平滑的电压波形。在替代的实施例中，可以采用同步整流开关管替代二极管D1。
优选地，反激变换器还包括连接在第二开关管Q2的源极与参考地之间的采样电阻Rcs，用于在第一开关管Q1导通且第二开关管Q2的关断期间，获得流经第一开关管Q1的电流。优选地，在小功率的电源应用中，可以采用变压器T的漏感替代第一电感Lk。
反激变换器400的开关控制电路120分别提供第一开关管Q1和第二开关管Q2的开关控制信号Vg1和Vg2。
在开关控制信号Vg1和Vg2的控制下，第一开关管Q1和第二开关管Q2例如按照预定的开关周期以互补方式导通和关断。在第一开关管Q1导通且第二开关管Q2关断时，第一开关管Q1和第二开关管Q2的节点电压为方波信号，第一电容充电使得第一电容C1两端的电压VC1升高。在第一开关管Q1关断且第二开关管Q2导通时，谐振回路工作，第一电容C1以提供谐振电流的方式进行放电，将电能从变压器的原边侧传送至副边侧。通过调整开关控制信号的占空比来实现对直流输出电压Vo的调节。在替代的实施例中，第一开关管Q1和第二开关管Q2可以按照预定的开关周期以非互补方式导通和关断。
反激变换器400的保护电路130包括有源放电模块134。该有源放电模块134的放电控制电路包括检测模块131、延时模块132、控制逻辑133。有源放电模块134与第一电容C1的至少一端连接，有源放电模块134提供第一电容C1的放电路径。有源放电模块134例如包括单独的开关管、彼此串联连接的开关管和电阻、彼此串联连接的开关管和电流源中的任意一种。
检测模块131用于检测反激变换器的工作状态，用于在反激变换器停止工作时产生导通信号ON。延时模块132在导通信号ON有效时开始延时，以及在延时达到预定时间段时产生关断信号OFF。控制逻辑133根据导通信号ON和关断信号OFF产生放电使能信号EN。有源放电模块134根据放电使能信号EN的有效状态控制放电路径的导通和断开。
在本实施例中，检测模块131接收第一开关管Q1的开关控制信号Vg1和第二开关管Q2的开关控制信号Vg2，在第一开关管Q1的开关控制信号Vg1和第二开关管Q2的开关控制信号Vg2二者处于无效状态的持续时间超过至少一个开关周期的情形下，检测模块131确定反激变换器停止工作，随后将放电路径导通预定时间段。
在一个替代的实施例中，检测模块131接收系统上电信号Vstart，在系统重启完成之前，将放电路径导通预定时间段。在另一个替代的实施例中，检测模块131接收系统错误信号Verr，因而，检测模块131确定反激变换器因为系统错误即将系统重启，在系统重启完成之前，将放电路径导通预定时间段。
在本实施例中，延时模块132用于在延时达到预定时间段时产生关断信号OFF，从而控制第一电容C1的放电时间段。
在替代的实施例中，检测模块131接收第一开关管Q1的开关控制信号Vg1和第二开关管Q2的开关控制信号Vg2，在第一开关管Q1的开关控制信号Vg1和第二开关管Q2的开关控制信号Vg2恢复至按照开关周期互补导通和关断的工作状态的情形下，检测模块131确定反激变换器重启完成，随后将放电路径断开。
在反激变换器停止工作至重启之间的时间段中，有源放电模块134的放电路径至少导通预定时间段，从而对第一电容C1进行放电。在反激变换器的正常工作状态下，有源放电模块134的放电路径断开，使得第一电容C1作为谐振电容正常工作。
根据本公开实施例的反激变换器，在反激变换器重启时，第一电容C1已经预先放电，因而，在重启的第一个开关周期中，第一电容C1两端的电压已经降低至安全值,可以很好地将谐振电流iLk的最大值控制为低于第二开关管Q2的安全工作电流，因而可以保护第二开关管Q2，提高反激变换器的可靠性。
图5示出图4所示反激变换器的工作波形。在图中，Vg1和Vg2分别表示第一开关管Q1和第二开关管Q2的开关控制信号，iLm和iLk分别表示流经励磁电感Lm的励磁电流和流经第一电感Lk的谐振电流。
在时刻t0之前，反激变换器工作于正常状态。在开关控制信号Vg1和Vg2的控制下，第一开关管Q1和第二开关管Q2例如按照预定的开关周期以互补方式导通和关断，第一开关管Q1和第二开关管Q2的节点电压为其幅值为输入电压Vin的方波信号。在第一开关管Q1导通且第二开关管Q2关断时，输入电压Vin对第一电感Lk、励磁电感Lm和第一电容C1进行充电，第一电容C1两端的电压VC1升高。在第一开关管Q1关断且第二开关管Q2导通时，谐振回路工作，第一电感Lk、励磁电感Lm和第一电容C1以提供谐振电流的方式进行放电，第一电容C1两端的电压VC1降低，电能从变压器的原边侧传送至副边侧。通过调整开关控制信号的占空比来实现对直流输出电压Vo的调节。
在连续的开关周期中，第一电容C1两端的电压VC1基本上维持为电压V1，变压器T的原边绕组Np两端的电压N*Vo也基本上维持为电压V1。
在时刻t0至t1之间的时间段，反激变换器停止工作,第一开关管Q1和第二开关管Q2均处于关断状态。此时，输入电压Vin仍然可能施加在反激变换器的输入端上，第一开关管Q1和第二开关管Q2二者的寄生电容分担电压，其中，第二开关管Q2的寄生电容两端电压为V2。同时，输入电压Vin将第一电容C1充电至升高的电压。与现有技术的反激变换器不同之处在于，在此时间段中的时刻t2，第一电容C1的放电路径导通，第一电容C1进行放电以释放电荷，第一电容C1放电至降低的电压V2。第一电容C1的放电阶段对应于时刻t2至t1之间的时间段。在时刻t1，第一电容C1的放电路径断开，第一电容C1重新作为谐振电容进行工作，此时，第一电容C1接近完全放电，电压V2接近为零电压。
在时刻t1之后，反激变换器重启至正常状态。在重启后的第一个开关周期中，在第一开关管Q1导通且第二开关管Q2关断时，输入电压Vin对第一电容C1的充电使得第一电容C1两端的电压VC1进一步升高至电压V3。在第一开关管Q1关断且第二开关管Q2导通时，第一电容C1和第一电感Lk组成的谐振回路工作，因而产生谐振电流iLk。
在反激变换器重启时，第一电容C1的电荷已经在放电阶段中释放。第一电容C1可以放电至零电压或者是使得谐振电流小于阈值的第一电压值。如式（1）所示，谐振电流iLk的大小与第一电容C1两端的电压大小正相关。在重启的第一个开关周期中，第一电容C1两端的电压V3已经显著减小。谐振电流iLk的最大值也会相应减小至小于第二开关管Q2的安全工作电流，因而可以保护第二开关管Q2。第一电容C1的电压阈值设置为使得第二开关管Q2安全工作的电流值，可根据第二开关管Q2的性能系数设定。
在反激变换器的应用场景中，如在输入电压掉电、异常发生、供电不足等情形下，反激变换器均可能停止工作。此时，第一电容VC1的电压保持在V2的电压大小。在输入电压来电、或异常保护解除之后，反激变换器重启。根据本公开实施例的反激变换器中，由于第一电容C1在重启之前在放电阶段中释放电荷，因此，在重启时可以减小重启谐振电流以保护第二开关管Q2，从而提高反激变换器的可靠性。
图6示出根据本公开实施例的一种反激变换器的示意性电路图。为了清楚起见，在图中仅示出反激变换器的主电路以及保护电路中的有源放电模块，而未示出用于向开关管提供开关控制信号的开关控制电路，也未示出用于向有源放电模块提供放电使能信号的放电控制电路。
参见图6，该反激变换器的主电路例如采用图1a所示的电路拓扑，其中，第一电容C1的第一端连接至变压器T的原边绕组，第二端经由采样电阻Rcs接地。有源放电模块134包括串联连接在第一电容C1的第一端和原边的参考地之间的电阻Ra和开关Sa。开关Sa例如是选自双极型晶体管或场效应晶体管的开关管。在开关Sa的导通状态下，第一电容C1的第一端与参考地之间形成经由电阻Ra的放电路径。电阻Ra用于限制放电电流大小。
参见图7，在有源放电模块的一个实例中，有源放电模块134包括级联的第四开关管Sb和第三开关管Sc，二者分别为双极型晶体管。电阻Rb和第四开关管Sb串联连接在第一电容C1的第一端和参考地之间，电阻Rc和第三开关管Sc串联连接在第一电容C1的第一端和参考地之间。具体地，第三开关管Sc的发射极连接至参考地且集电极连接至电阻Rc，第四开关管Sb的发射极连接至参考地且集电极连接至电阻Rb。第四开关管Sb的控制端接收放电使能信号EN，第三开关管Sc的控制端连接至电阻Rb和第四开关管Sb的中间节点。电阻Rb的阻值大于Rc的阻值，并且远大于Rc阻值。
在该实施例中，有源放电模块134的放电使能信号EN的有效状态为低电平状态。在反激变换器的正常工作状态中，放电使能信号EN为高电平状态，第四开关管Sb导通且第三开关管Sc关断，此时，电阻Rb的阻值高，因而提供了第一电容C1的第一端与参考地之间的高阻路径，使得第四开关管Sb基本上维持放电路径的断开状态，并且，有源放电模块134在正常工作状态下的电路功率损耗也相应减小。在反激变换器停止工作之后，放电使能信号EN为低电平状态，第四开关管Sb关断且第三开关管Sc导通，此时，电阻Rc的阻值低，因而提供了第一电容C1的第一端与参考地之间的低阻路径，使得第三开关管Sc基本上维持放电路径的导通状态。
在该实施例中，有源放电模块134采用级联的开关管，不仅可以减小有源放电模块134在正常状态下的待机功耗，而且可以减小有源放电模块134在放电阶段的电阻损耗。进一步地，有源放电模块中的第四开关管Sb还可以用于隔离主电路和放电控制电路，因而可以提高有源放电模块的工作稳定性。
在优选的实施例中，放电控制电路还可以包括电平转换电路，放电控制电路产生的放电使能信号经过电平转换电路处理后达到与主电路相适配的电平，因而可以进一步提高有源放电模块的工作稳定性。
在上述的实施例中，以图1a所示的电路拓扑为例说明有源放电模块134的工作原理。在替代的实施例中，反激变换器的主电路例如采用图1b所示的电路拓扑，其中，第一电容C1的第一端连接至变压器T的原边绕组，第二端连接至第一开关管Q1和第二开关管Q2的中间节点。在反激放大器停止工作的状态下，第一开关管Q1和第二开关管Q2均关断，第一电容C1的第二端具有浮地电压。有源放电模块134用于提供从第一电容C1的第一端至参考地的放电路径，因此，有源放电模块134中的放电使能信号EN具有相对于参考地的电平状态。基于上述的原理，有源放电模块134仍然可以基于放电使能信号EN的电平状态控制放电路径的导通和断开。
图8示出根据本公开实施例的另一种反激变换器的示意性电路图。为了清楚起见，在图中仅示出反激变换器的主电路以及保护电路中的有源放电模块，而未示出用于向开关管提供开关控制信号的开关控制电路，也未示出用于向有源放电模块提供放电使能信号的放电控制电路。
参见图8，该反激变换器的主电路例如采用图1b所示的电路拓扑，其中，第一电容C1的第一端连接至变压器T的原边绕组，第二端连接至第一开关管Q1和第二开关管Q2的中间节点。有源放电模块234包括并联连接在第一电容C1的第一端和第二端之间的电阻Ra和开关Sa。开关Sa例如是选自双极型晶体管或场效应晶体管的开关管。在开关Sa的导通状态下，第一电容C1的第一端与第二端之间形成经由电阻Ra的放电路径。电阻Ra用于限制放电电流。
参见图9，在有源放电模块的一个实例中，有源放电模块234包括级联的第四开关管Sb和第三开关管Sc，二者分别为双极型晶体管。电阻Rb和第四开关管Sb串联连接在第一电容C1的第一端和第二端之间，电阻Rc和第三开关管Sc串联连接在第一电容C1的第一端和第二端之间。具体地，第三开关管Sc的发射极连接至第一电容C1的第二端且集电极连接至电阻Rc，第四开关管Sb的发射极连接至第一电容C1的第二端且集电极连接至电阻Rb。第四开关管Sb的控制端接收放电使能信号EN，第三开关管Sc的控制端连接至电阻Rb和第四开关管Sb的中间节点。电阻Rb的阻值大于Rc的阻值，并且远大于Rc阻值。
在该实施例中，有源放电模块234的放电使能信号EN的有效状态为低电平状态。在反激变换器的正常工作状态中，放电使能信号EN为高电平状态，第四开关管Sb导通且第三开关管Sc关断，此时，电阻Rb的阻值高，因而提供了第一电容C1的第一端与第二端之间的高阻路径，使得第四开关管Sb基本上维持放电路径的断开状态，并且，有源放电模块234在正常工作状态下的电路功率损耗也相应减小。在反激变换器停止工作之后，放电使能信号EN为低电平状态，第四开关管Sb关断且第三开关管Sc导通，此时，电阻Rc的阻值低，因而提供了第一电容C1的第一端与第二端之间的低阻路径，使得第三开关管Sc基本上维持放电路径的导通状态。
在该实施例中，在反激放大器停止工作的状态下，第一开关管Q1和第二开关管Q2均关断，第一电容C1的第二端具有浮地电压。有源放电模块234用于提供从第一电容C1的第一端至第二端的放电路径，因此，有源放电模块234的放电控制电路提供的放电使能信号具有相对于参考地的电平状态，有源放电模块234中的第四开关管Sb接收的放电使能信号具有相对于浮置电压的电平状态。放电控制电路还包括电平转换电路，用于将放电控制电路产生的放电使能信号经过电平转换电路处理后达到与主电路相适配的电平。
在该实施例中，有源放电模块234采用级联的开关管，不仅可以减小有源放电模块234在正常状态下的待机功耗，而且可以减小有源放电模块234在放电阶段的电阻损耗。进一步地，有源放电模块中的第四开关管Sb还可以用于隔离主电路和放电控制电路，因而可以提高有源放电模块的工作稳定性。
在上述的实施例中，以图1b所示的电路拓扑为例说明有源放电模块234的工作原理。在替代的实施例中，反激变换器的主电路例如采用图1a所示的电路拓扑，其中，第一电容C1的第一端连接至变压器T的原边绕组，第二端经由采样电阻Rcs连接至参考地。在反激放大器停止工作的状态下，第一开关管Q1和第二开关管Q2均关断，第一电容C1的第二端经由采样电阻Rcs连接至参考地。基于相同的原理，有源放电模块234提供第一电容C1的第一端与第二端之间的放电路径。此时，放电控制电路可以省去电平转换电路。
参见图10，在有源放电模块的另一个实例中，有源放电模块234包括级联的第四开关管Sb和第三开关管Sc，第四开关管Sb为场效应晶体管，第三开关管Sc为双极型晶体管。电阻Rc和第三开关管Sc串联连接在第一电容C1的第一端和第二端之间，电阻Rb和第四开关管Sb串联连接在第三开关管Sc的控制端和参考地之间。具体地，第三开关管Sc的发射极连接至电阻Rc且集电极连接至第一电容C1的第二端,第四开关管Sb的源极连接至参考地且漏极连接至电阻Rb。因此，第三开关管Sc在第一电容C1的第一端和自身的控制端之间形成正向PN结，使得在控制端连接至参考地时，第三开关管Sc导通从而导通所述放电路径。电阻Rb的阻值可以大于、小于或接近Rc的阻值。第四开关管Sb的控制端接收放电使能信号EN。
在该实施例中，有源放电模块234的放电使能信号EN的有效状态为高电平状态。在反激变换器的正常工作状态中，放电使能信号EN为低电平状态，第四开关管Sb关断且第三开关管Sc关断，第三开关管Sc维持放电路径的断开状态。有源放电模块234在正常工作状态下的电路功率损耗也相应最小化。在反激变换器停止工作之后，放电使能信号EN为高电平状态，第四开关管Sb导通且第三开关管Sc导通，此时，第四开关管Sb维持放电路径的导通状态。
在该实施例中，在反激放大器停止工作的状态下，第一开关管Q1和第二开关管Q2均关断，第一电容C1的第二端具有浮地电压。有源放电模块234用于提供从第一电容C1的第一端至第二端的放电路径，因此，有源放电模块234的放电控制电路提供的放电使能信号具有相对于参考地的电平状态，有源放电模块234中的第四开关管Sb接收的放电使能信号具有相对于参考地的电平状态。因此，放电控制电路可以省去电平转换电路。
在该实施例中，有源放电模块234采用不同类型的开关管的组合电路，不仅可以最小化有源放电模块234在正常状态下的待机功耗，而且可以减小有源放电模块234在放电阶段的电阻损耗。进一步地，有源放电模块中的第四开关管Sb还可以用于隔离主电路和放电控制电路，因而可以提高有源放电模块的工作稳定性。
在上述的实施例中，以图1b所示的电路拓扑为例说明有源放电模块234的工作原理。在替代的实施例中，反激变换器的主电路例如采用图1a所示的电路拓扑，其中，第一电容C1的第一端连接至变压器T的原边绕组，第二端经由采样电阻Rcs连接至参考地。在反激放大器停止工作的状态下，第一开关管Q1和第二开关管Q2均关断，第一电容C1的第二端经由采样电阻Rcs连接至参考地。基于相同的原理，有源放电模块234提供第一电容C1的第一端与第二端之间的放电路径。此时，放电控制电路可以省去电平转换电路。
在上述的实施例中，有源放大模块中的放电晶体管是工作于饱和区的第三开关管Sc。在第三开关管Sc的导通状态下，第一电容C1的放电路径导通，并且可以采用串联连接的电阻限制放电的电流大小。在替代的实施例中，有源放大模式中的放电晶体管可以是工作于线性区的晶体管。在晶体管的导通状态下，第一电容C1的放电路径导通，并且可以利用晶体管的线性特性进行限流，或者采用串联连接的附加电阻进一步限制放电的电流大小。
在上文详细描述的实施例中，仅以非对称半桥拓扑的反激变换器为例进一步说明本公开的工作原理。然而，可以理解，本公开不限于此，基于类似的工作原理，本公开可以直接应用于有源钳位反激变换器且获得相同的效果。
以上所述的实施方式，并不构成对该技术方案保护范围的限定。任何在上述实施方式的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在该技术方案的保护范围之内。

Claims (35)

1.一种反激变换器的保护电路，所述反激变换器包括变压器、位于所述变压器的原边侧且连接在所述反激变换器的输入端和参考地之间的第一开关管和第二开关管、以及在所述第二开关管的导通状态下形成谐振回路的第一电容和第一电感，所述保护电路包括：
有源放电模块，与所述第一电容的至少一端相连接以提供放电路径，并且根据放电使能信号控制所述放电路径的导通和断开，
其中，在所述反激变换器的正常工作状态下，所述有源放电模块中的所述放电路径断开，所述第一电容作为谐振电容工作，在所述反激变换器重启之前，所述有源放电模块中的所述放电路径导通预定时间段以释放所述第一电容的电荷，将所述反激变换器重启之后的谐振电流减小至所述第二开关管的安全工作电流。
2.根据权利要求1所述的保护电路，其中，所述有源放电模块包括放电晶体管，所述放电晶体管工作于线性区或饱和区。
3.根据权利要求2所述的保护电路，其中，所述有源放电模块还包括第一电阻，所述放电晶体管为与所述第一电阻串联连接的第三开关管。
4.根据权利要求3所述的保护电路，其中，所述有源放电模块提供所述第一电容的第一端和参考地之间的放电路径，所述第三开关管和所述第一电阻串联连接在所述第一端和所述参考地之间。
5.根据权利要求4所述的保护电路，其中，所述有源放电模块还包括串联连接在所述第一端和所述参考地之间的第四开关管和第二电阻，所述第三开关管的控制端连接至所述第四开关管和所述第二电阻的中间节点，所述第四开关管的控制端接收所述放电使能信号。
6.根据权利要求5所述的保护电路，其中，所述第三开关管和所述第四开关管分别为双极型开关管。
7.根据权利要求3所述的保护电路，其中，所述有源放电模块提供所述第一电容的第一端和第二端之间的放电路径，所述第三开关管和所述第一电阻串联连接在所述第一电容的第一端和第二端之间。
8.根据权利要求7所述的保护电路，其中，所述有源放电模块还包括串联连接在所述第一电容的第一端和第二端之间的第四开关管和第二电阻，所述第三开关管的控制端连接至所述第四开关管和所述第二电阻的中间节点，所述第四开关管的控制端接收所述放电使能信号。
9.根据权利要求8所述的保护电路，其中，所述第三开关管和所述第四开关管分别为双极型开关管。
10.根据权利要求7所述的保护电路，其中，所述有源放电模块还包括串联连接在所述第三开关管的控制端与所述参考地之间的第四开关管和第二电阻，所述第四开关管的控制端接收所述放电使能信号。
11.根据权利要求10所述的保护电路，其中，所述第三开关管为双极型晶体管，所述第四开关管为场效应晶体管。
12.根据权利要求11所述的保护电路，其中，所述第三开关管在所述第一电容的第一端和所述第三开关管的控制端之间形成正向PN结，使得在所述控制端连接至所述参考地时，所述第三开关管导通从而导通所述放电路径。
13.根据权利要求1所述的保护电路，其中，所述第一开关管和所述第二开关管依次串联连接在所述反激变换器的输入端和参考地之间。
14.根据权利要求1所述的保护电路，其中，所述第二开关管和所述第一开关管依次串联连接在所述反激变换器的输入端和参考地之间。
15.根据权利要求1所述的保护电路，其中，所述反激变换器还包括第二电容，所述第二电容、所述第二开关管和所述第一开关管依次串联连接在所述反激变换器的输入端和参考之间。
16.根据权利要求14或15所述的保护电路，其中，在所述第一开关管的关断状态下，所述第一开关管和所述第二开关管之间的中间节点具有浮地电压。
17.根据权利要求16所述的保护电路，还包括电平转换电路，用于将所述放电使能信号从相对于参考地的第一电平转换至相对于所述浮地电压的第二电平。
18.根据权利要求1所述的保护电路，还包括：放电控制电路，与所述有源放电模块相连接，以及根据所述反激变换器的工作状态产生相应有效状态的所述放电使能信号。
19.根据权利要求18所述的保护电路，其中，所述放电控制电路包括：
检测模块，用于检测所述反激变换器的工作状态，在所述反激变换器重启之前产生导通信号和关断信号；以及
控制逻辑，用于根据所述导通信号和所述关断信号产生所述放电使能信号。
20.根据权利要求18所述的保护电路，其中，所述放电控制电路包括：
检测模块，用于检测所述反激变换器的工作状态，在所述反激变换器重启之前产生导通信号；
延时模块，用于在所述导通信号有效时开始延时，以及在延时达到预定时间段时产生关断信号；以及
控制逻辑，用于根据所述导通信号和所述关断信号产生所述放电使能信号。
21.根据权利要求19或20所述的保护电路，其中，所述检测模块接收所述第一开关管的第一开关控制信号和所述第二开关管的第二开关控制信号，以及根据所述第一开关控制信号和所述第二开关控制信号产生所述导通信号和所述关断信号中的至少一个。
22.根据权利要求21所述的保护电路，其中，所述检测模块在所述第一开关控制信号和所述第二开关控制信号均处于无效状态的持续时间超过至少一个开关周期的情形下产生所述导通信号。
23.根据权利要求21所述的保护电路，其中，所述检测模块在至少一个连续开关周期中检测到所述第一开关控制信号和所述第二开关控制信号的互补电平状态的情形下产生所述关断信号。
24.根据权利要求19或20所述的保护电路，其中，所述检测模块接收系统上电信号或系统错误信号，在系统重启完成之前将所述有源放电模块中的放电路径导通预定时间段。
25.一种反激变换器的控制方法，所述反激变换器包括变压器、位于所述变压器的原边侧且连接在所述反激变换器的输入端和参考地之间的第一开关管和第二开关管、以及在所述第二开关管的导通状态下形成谐振回路的第一电容和第一电感，所述控制方法包括：
提供与所述第一电容的至少一端相连接的放电路径；
在所述反激变换器的正常工作状态下，根据放电使能信号将所述放电路径断开，使得所述第一电容作为谐振电容工作；以及
在所述反激变换器重启之前，将所述放电路径导通预定时间段释放所述第一电容的电荷，将所述反激变换器重启之后的谐振电流减小至所述第二开关管的安全工作电流。
26.根据权利要求25所述的控制方法，其中，所述放电路径位于所述第一电容的第一端和参考地之间。
27.根据权利要求25所述的控制方法，其中，所述放电路径位于所述第一电容的第一端和第二端之间的放电路径。
28.根据权利要求26所述的控制方法，其中，所述第一电容的第二端连接至所述第一开关管和所述第二开关管的中间节点，在所述第一开关管的关断状态下，所述第一电容的第二端具有浮地电压。
29.根据权利要求28所述的控制方法，还包括：将所述放电使能信号从相对于参考地的第一电平转换至相对于所述浮地电压的第二电平。
30.根据权利要求25所述的控制方法，还包括：
检测所述反激变换器的工作状态，在所述反激变换器重启之前产生导通信号和关断信号；以及
根据所述导通信号和所述关断信号产生所述放电使能信号。
31.根据权利要求25所述的控制方法，还包括：
检测所述反激变换器的工作状态，在所述反激变换器重启之前产生导通信号；
在所述导通信号有效时开始延时，以及在延时达到预定时间段时产生关断信号；以及
根据所述导通信号和所述关断信号产生所述放电使能信号。
32.根据权利要求30或31所述的控制方法，其中，根据所述第一开关管的第一开关控制信号和所述第二开关管的第二开关控制信号产生所述导通信号和所述关断信号中的至少一个。
33.根据权利要求32所述的控制方法，其中，在所述第一开关控制信号和所述第二开关控制信号均处于无效状态的持续时间超过至少一个开关周期的情形下产生所述导通信号。
34.根据权利要求32所述的控制方法，其中，在至少一个连续开关周期中检测到所述第一开关控制信号和所述第二开关控制信号的互补电平状态的情形下产生所述关断信号。
35.根据权利要求30或31所述的控制方法，其中，根据系统上电信号或系统错误信号确认系统重启事件，以及在系统重启完成之前将所述放电路径导通预定时间段。
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