CN105375783B - 反馈控制方法和基于该方法的不对称半桥式反激变换器的控制方法及两方法的实现电路 - Google Patents

反馈控制方法和基于该方法的不对称半桥式反激变换器的控制方法及两方法的实现电路 Download PDF

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Abstract

本发明旨在于实现在非互补DCM模式不对称半桥反激变换器中加入原边反馈的控制方式；工作于非互补DCM模式下的不对称半桥反激变换器，在原边励磁能量复位完成瞬间，原边电感被释放，不被输出端钳位。此时，原边电感、谐振电容、漏感、MOS管漏源极之间寄生电容开始谐振；起振瞬间，MOS管漏源极之间电压形成“拐点”，原边电感两端电压反映输出端的电压变化，辅助绕组两端电压变化类似，因同名端绕向关系，起振方向与原边电感两端电压方向刚好相反，如果通过辅助绕组检测到该拐点，并将拐点信息传递至控制器，可以实现对输出电压的检测与控制。与现有技术相比，本发明能够保证变换器较高的输出电压精度、线性调整率以及负载调整率；同时，能够实现原边开关管零电压开关(ZVS)，提高变换器工作频率、效率，进而减小整机体积。

Description

反馈控制方法和基于该方法的不对称半桥式反激变换器的控 制方法及两方法的实现电路
技术领域
本发明属于电能转换装置开关变换器，特别涉及不对称半桥式反激变换器及其反馈控制技术。
背景技术
随着科技的发展，某些电源需要可调节的充电电流和输出电压，在需要精准的输出电压时采用副边反馈(常用光耦+TL431的反馈、控制方法)即输出端反馈，等效于在副边增设电流检测电路。该方案能够保证较高的输出电压精度，但产品设计难度较大，成本高，隔离耐压强度低，缺点显而易见。
近些年来，集娱乐、通信等功能的智能手机、IPAD等电子设备风靡全球。该类设备都采用蓄电池供电，为给蓄电池充电，需外配一个AC/DC充电器。受体积、成本要求，AC/DC充电器常采用反激变换器原边反馈技术。而原边反馈只需要采集电源原边信号，就可以实现对输出电压和输出电流进行精密控制(电路如图1所示，该方案为现有公知技术，此处不再详细介绍)而无需副边反馈电路，去掉了光耦等元器件，电路简单，成本较低。目前，众多半导体公司均推出了反激原边反馈控制IC，如德州仪器推出UCC28700控制器等。该方案存在明显缺点，如普通反激原边反馈变换器其开关管工作于硬开关状态，开关损耗较高，难以进一步提高开关频率，不符合未来适配器产品高频化、小型化的要求；其次该变换器能效受漏感影响较大，当变压器漏感较大时其能效表现极差,甚至不能实现稳态工作；第三，变换器绕组圈数多，不容易实现较高隔离的耐压要求。
实验证明，对于反激变换器，在同等条件下，其变压器原、副边绕组之间的隔离电容越小，则原副边之间的隔离耐压耐压越高，但减小原、副边隔离电容常用措施包括采用分槽骨架绕制变压器，原、副边绕组之间垫加绝缘胶带；这两种方法同时降低了原、副边绕组之间的耦合度，增加反激变压器原、副边之间的漏感。漏感太大带来的直接不利影响包括：1)普通反激变换器原边反馈控制会受到漏感影响，变换器较难实现稳态工作；2)漏感越大，相应的漏感能量越大，对于普通原边反馈的反激变换器来讲，这部分能量全部被损耗，样机的效率较低。
工业、电力转换等领域常通过驱动IGBT来实现电机的变频等控制方式，众所周知，IGBT需要专用驱动器来实现通、断控制，同样，该控制器需要专用供电电源，对该供电电源要求的技术指标包括：(1)隔离耐压等级较高，隔离变压器原、副边之间漏电流要小；(2)输出电压精度要高，尤其是对于未来的SIC驱动器，要求在5％以内；(3)多路输出，要求交叉调整率较高，最好能够实现原副边开环控制。线电压调整率、负载调整率、满足苛刻的隔离耐压要求、交叉调整率，多路输出必然要考虑交叉调整率问题、容性负载能力、短路、欠压保护功能、隔离电容(间接指标，为满足隔离耐压要求而必须考虑的参数)、成本(性价比优良)。
为实现输入、输出之间较高的隔离耐压，现有IGBT驱动电源多采用开环方案，而开环方案最直接的缺点包括：空载时输出电压偏高，负载调整率差；输出电压随输入电压的变化而变化，线电压调整率较差。
其它驱动电源方案包括两级式架构，第一级实现隔离、降压，第二级实现稳压，该方案能够实现较高的隔离耐压等级，良好的线电压调整率，较高的输出电压精度，但该方案缺点同样显而易见，方案复杂，设计难度大；元器件数目多，成本难以接受。
发明内容
有鉴如此，为了应对上述挑战，本发明提供能够保证变换器较高的输出电压精度、线性调整率以及负载调整率；同时，能够实现原边开关管零电压开关(ZVS)，提高变换器工作频率、效率，进而减小整机体积；且较少的原边绕组匝数能够降低变压器原、副边之间的耦合电容，提升变换器原、副边之间的隔离耐压强度的不对称半桥式反激变换器的反馈控制方法。
本发明还提供能够保证变换器较高的输出电压精度、线性调整率以及负载调整率；同时，能够实现原边开关管零电压开关(ZVS)，提高变换器工作频率、效率，进而减小整机体积的不对称半桥反激变换器的控制方法。
与此相应，本发明还提供能够能够保证变换器较高的输出电压精度、线性调整率以及负载调整率；同时，能够实现原边开关管零电压开关(ZVS)，提高变换器工作频率、效率，进而减小整机体积的不对称半桥反激变换器的反馈电路，及基本该反馈电路的不对称半桥反激变换器。
就方法主题而言，本发明提供一种不对称半桥式反激变换器的反馈控制方法，包括如下步骤，所述不对称半桥式反激变换器工作于非互补模式，并在非互补模式的基础上，加入原边反馈控制方式，所述非互补模式，是工作在原边电感电流断续条件下，在不对称半桥式反激变换器的主功率MOS管QH、钳位MOS管QL关断期间，自原边电感励磁能量复位完成瞬间，原边电感被释放，不被输出端钳位；此时，原边电路开始谐振，直至钳位MOS管QL再次导通为止的模式；起振瞬间，不对称半桥式反激变换器的主功率MOS管QH的漏源极之间电压迅速下降，形成的拐点作为采样点；再通过原边反馈的辅助绕组检测所述拐点，并将所述拐点信息传递至控制器，用以实现对输出电压的检测与控制。
优选的，所述非互补DCM模式控制的基础上加入原边反馈控制方式的具体步骤如下，在T0-T1阶段，MOS管QL导通，整流二极管D1正向导通，漏感能量和隔直电容C3上面的能量通过正激过程传递到副边，励磁电流Ilm负向线性上升；同时，原边电流Ic进入负向；T1-T2阶段，MOS管QH、QL均处于关断状态，MOS管QL管的漏源极间电压达到最高，MOS管QH管的漏源极间电压被抽到零电压；T2-T3阶段，MOS管QH导通，MOS管QL继续保持关断状态，输入端的能量通过QH回路给变压器激磁；T3-T4阶段，MOS管QH、QL均处于关断状态，漏感与变压器原边励磁电感均需要续流；T4-T5阶段，变压器原边存储的能量向副边释放，励磁电流线性下降，原边漏感电流续流，到达T5时刻的时候，原边电流变为零；T5-T6阶段，变压器继续向副边提供能量，励磁电流继续线性下降，MOS管QH、QL两管的漏源极电压保持不变，副边整流二极管D1继续导通，T6时刻励磁电流复位到零，整流二极管D1的电流自然下降到零；在原边励磁能量复位完成瞬间，原边电感被释放，不被输出端钳位；T6-T7阶段，原边电感、漏感、MOS管QH漏源极之间寄生电容及MOS管QL漏源极之间寄生电容开始谐振；起振瞬间，MOS管QH的漏源极之间电压迅速下降，形成拐点；MOS管QH和MOS管QL漏源极间结电容相串联，然后与输入端并联，即谐振时候两管结电容电压之和等于输入电压；T7时刻MOS管QL开启，这样就完成一个周期，继续返回T0-T1阶段，重复下一周期的工作过程。
就方法主题而言，本发明还提供一种不对称半桥式反激变换器的控制方法，包括上述的反馈控制方法，其中，通过原边绕组与副边绕组、辅助绕组的耦合关系，建立所述反馈控制方法对输出电压的控制，即通过原边电感两端电压与副边输出电压Vout成匝比关系，辅助绕组两端电压Vp12与副边输出电压Vout成匝比关系，选定原边绕组数Np1、副边绕组数Ns1、辅助绕组数Np12及电路的电阻R3、电阻R4的阻值，就可以通过原边反馈控制保证输出电压不变。
优选的，所述不对称半桥式反激变换器的控制方法，其中所述选定原边绕组数Np1、副边绕组数Ns1、辅助绕组数Np12及电路的电阻R3、电阻R4的阻值所依据的输出电压Vout与控制IC内部参考电压基准Vref、输出绕组圈数Ns1、分压电阻R3、R4之间的数学关系为：
就产品主题而言，本发明提供一种不对称半桥式反激变换器的反馈电路，用于驱动不对称半桥式反激变换器的钳位开关管和主开关管，所述反馈电路，控制所述不对称半桥式反激变换器工作于非互补模式，并在非互补模式的基础上，加入原边反馈控制方式，所述非互补模式，是工作在原边电感电流断续条件下，在不对称半桥式反激变换器的主功率MOS管QH、钳位MOS管QL关断期间，自原边电感励磁能量复位完成瞬间，原边电感被释放，不被输出端钳位；此时，原边电路开始谐振，直至钳位MOS管QL再次导通为止的模式；起振瞬间，不对称半桥式反激变换器的主功率MOS管QH的漏源极之间电压迅速下降，形成的拐点作为采样点；再通过原边反馈的辅助绕组检测所述拐点，并将所述拐点信息传递至控制器，用以实现对输出电压的检测与控制。
优选的，所述不对称半桥式反激变换器的反馈电路，包括控制IC、脉冲处理电路、隔离驱动电路、电阻R3、R4、R5、R6及辅助绕组，控制IC通过辅助绕组检测所述拐点，并根据所述拐点信息输出驱动信号GSL1给脉冲处理电路；脉冲处理电路接收驱动信号GSL1，将其转化为第一控制信号GSH2和第二控制信号GSL2，并分别输出；其中，第一控制信号GSH2通过隔离驱动电路及电阻R5输出给主MOS管QH的栅极，第二控制信号GSL2经电阻R6输出至钳位MOS管QL的栅极；所述辅助绕组的异名端接地，辅助绕组的同名端经电阻R3分别与控制IC的VS端及电阻R4的一端连接，电阻R4的另一端接地；自原边电感励磁能量复位完成瞬间，原边电感、漏感、MOS管QH漏源极之间寄生电容及MOS管QL漏源极之间寄生电容开始谐振；起振瞬间，MOS管QH的漏源极之间电压迅速下降，形成拐点。
优选的，所述脉冲处理电路，包括由电容C1、电阻R1及触发器a组成的积分电路，及由电容C2、电阻R2及触发器b组成的微分电路，所述控制IC输出的驱动信号GSL1经积分电路处理后输出为第一驱动信号GSH2；所述控制IC输出的驱动信号GSL1经微分电路处理后输出为第二控制信号GSL2。
就产品主题而言，本发明还提供一种不对称半桥式反激变换器，包括不对称半桥式反激电路和上述的反馈电路，所述不对称半桥式反激电路包括原边电路和副边输出整流滤波电路，所述原边电路由隔直电容C3、主开关MOS管QH、钳位开关MOS管QL与变压器的原边绕组Np1连接而成；所述副边输出整流滤波电路由副边绕组与电容C4、二极管D1连接而成；所述驱动控制模块用于驱动钳位开关管和主开关管，其特征在于：所述不对称半桥式反激变换器，通过原边绕组与副边绕组、辅助绕组的耦合关系，建立对输出电压的控制，即通过原边电感两端电压与副边输出电压Vout成匝比关系，辅助绕组两端电压Vp12与副边输出电压Vout成匝比关系；选定原边绕组数Np1、副边绕组数Ns1、辅助绕组匝数Np12、辅助绕组Np2电路的电阻R3、电阻R4，就可以通过原边反馈电路保证输出电压不变。
优选的，所述不对称半桥式反激变换器，选定原边绕组数Np1、副边绕组数Ns1、辅助绕组数Np12及电路的电阻R3、电阻R4的阻值所依据的输出电压Vout与控制IC内部参考电压基准Vref、输出绕组圈数Ns1、分压电阻R3、R4之间的数学关系为：
如上所述，本发明的思路在于实现在非互补DCM模式不对称半桥反激变换器中加入原边反馈的控制方式；工作于非互补DCM模式下的不对称半桥反激变换器，在原边励磁能量复位完成瞬间，原边电感被释放，不被输出端钳位。此时，原边电感、谐振电容(又叫隔直电容)、漏感、MOS管漏源极之间寄生电容开始谐振；起振瞬间，MOS管漏源极之间电压形成“拐点”，原边电感两端电压反映输出端的电压变化，辅助绕组两端电压变化类似，因同名端绕向关系，起振方向与原边电感两端电压方向刚好相反，如果通过辅助绕组检测到该拐点，并将拐点信息传递至控制器，可以实现对输出电压的检测与控制。
与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：
1)在保证不对称半桥反激变换器实现软开关的同时进一步通过原边反馈的控制方式稳定输出电压，保证较高的输出电压精度，线电压调整率、负载调整率；
2)工作于非互补DCM模式条件下的不对称半桥反激变换器能够实现原边反馈的控制方式，这一点相对于现有竞争对手开环方案有明显优势；
3)变压器工作于一、三现象，磁芯利用率高，体积优势；
4)从可靠性上来看，不对称半桥反激的电压应力低，磁芯不会偏磁，整个电路可靠性较高；
5)从安规要求上来看，本方案变压器总绕组匝数较少，降低变压器原、副边之间的隔离电容容量，进一步的，它有较强的漏感处理能力，为满足更高耐压等级的隔离要求可采用原副边绕组分槽绕制的方式；整机安规要求、EMC性能易于实现。
附图说明
图1为常见原边反馈反激电路原理图；
图2为普通不对称半桥反激变换器电路原理图一；
图3为普通不对称半桥反激变换器电路原理图二；
图4为普通不对称半桥反激变换器开关管两端电压、相关回路电流波形图；
图5为本发明具体实施例一电路原理图；
图6为脉冲处理电路模块的原理图；
图7为本发明开关管两端电压、相关回路电流、辅助绕组两端电压波形图。
具体实施方式
为了更好地理解本发明相对于现有技术所作出的改进，在对本发明的两种具体实施方式进行详细说明之前，先对背景技术部分所提到的现有技术结合附图加以说明。
图1为普通原边反馈反激电路，该电路通过原边反馈控制能够实现对输出电压的精准控制，但存在的显著缺点为该变换器所采用的变压器原、副边隔离电容较大，隔离耐压强度较低，开关管不能实现软开关，开关频率受限。
图2、3为普通不对称半桥反激电路，该变换器工作于图4所示的互补模式下不能实现原边反馈控制，线电压精度、负载调整率较差。在讲述本发明具体内容之前，有必要介绍一下普通不对称半桥反激变换器工作原理，在理解二者工作方式之后，本发明的优点与区别显而易见。
目前常规的不对称半桥电路电路图如图2和3所示，其中图2中上管QH为主开关管，下管QL为钳位管，图3中上管QH为钳位管，下管QL为主开关管，两种电路效果一样，只是绕组位置不同而已。以图2为例，其稳态的工作波形如图4所示，VGSH和VGSL分别为上管和下管的驱动信号波形；Ic是隔直电容上面的电流波形，同时也是原边绕组上面的电流波形，Ilm为原边绕组上面的励磁电流波形，除了虚线部分以外，励磁电流波形和隔直电容电流波形是一致重合的；VdsH和VdsL分别为上管和下管的漏极到源极的电压信号波形。
假设主管的驱动信号VGSH的占空比为D，则钳位管的占空比为(1-D)，为避免主管和钳位管共通需要留有一定的死区时间，工作周期为T。在T0时刻，上管驱动VGSH为高电平，上管开通，T0-T1时间段内输入端的能量通过QH、隔直电容Cb、漏感Lk和原边绕组这一回路给变压器激磁，激磁电流首先从负向线性减小到零以后线性增加，此时原边电容上的电流和励磁电流重合，隔直电容、漏感、变压器存储能量，副边整流二极管D负向截止，到T1时刻，上管关断；T1-T2时间内，上管处于关断状态，下管也还未开启，此时间段为死区时间，在这段死区时间内因为漏感和变压器原边电感要续流，所以上下管的结电容、隔直电容、漏感、原边电感发生谐振，抽取QL结电容的能量，VdsL电压下降，同时给QH的结电容充电，VdsH电压上升，励磁电流因为然组两端的电压降低所以虽然在增加但是幅度非常小，T2时刻QH的结电容电压达到最高，QL的结电容电压被抽到零电压，此时下管开通，则这样就实现了下管的零电压开通，英文简写为ZVS；T2-T3时间内，整流二极管D正向导通，变压器原边存储的能量向副边释放，励磁电流线性下降到零然后负向线性增加，同时，漏感Lk、隔直电容Cb发生谐振，原边电流按正弦波的轨迹谐振，此时隔直电容上面存储的能量通过正激的过程也向副边释放，原边电流进入负向；T3时刻下管关断，因为漏感电流和励磁电流续流所以上下管的结电容、隔直电容、漏感、原边电感发生谐振，抽取QH结电容的能量，VdsH电压下降，同时给QL的结电容充电，VdsL电压上升，励磁电流因为绕组两端的电压降低所以虽然在负向增加但是幅度非常小，T4时刻QL的结电容电压达到最高，QH的结电容电压被抽到零电压，此时上管开通，则这样就实现了上管的零电压开通，这样就完成一个周期，接着继续按照同样的工作过程重复工作。
普通不对称半桥电路电路图如图2和3所示，其中图2中上管QH为主开关管，下管QL为钳位管，图3中上管QH为钳位管，下管QL为主开关管，两种电路效果一样，只是绕组位置不同而已，二者工作原理完全相同，实际效果一样，此处不再详述工作过程。
但是这种控制方式因为是互补的，所以励磁电流是一个连续的波形，因此在空载和轻载的时候峰值电流会很大，谐振回路中的循环能量大，使损耗增加，大大降低轻载效率，同时这种控制方式会导致磁芯有饱和的风险，所以，可以把这种互补的控制方式改为非互补控制方式。
本发明的所示出的具体实施方式，就是针对现有技术中的不足，包括：1)普通不对称半桥变换器开环状态下对一切输入、输出扰动均无响应能力，在输入电压或者输出负载变化时不能保证输出电压精度维持不变；2)普通的原边反馈反激变换器开关管工作于硬开关状态，开关损耗较高；其次该变换器能效受漏感影响较大，当变压器漏感较大时其能效表现极差,甚至不能实现稳态工作，难以实现工业应用领域高隔离耐压要求；3)现有工业用两级式驱动电源方案复杂，设计难度大，元器件数目多，成本难以接受。
基于此，本发明的针对不对称半桥反激变换器基本改进思路是：1)让不对称半桥反激变换器工作于非互补DCM(指电流断续模式)模式下；2)工作于非互补DCM模式下的不对称半桥反激变换器中加入原边反馈的控制方式。
本发明的思路在于实现在不对称半桥反激变换器中加入原边反馈的控制方式，则需要其工作于非互补DCM模式下，在原边励磁能量复位完成瞬间，原边电感被释放，不被输出端钳位。此时，原边电感、谐振电容(谐振幅度较小)、漏感、MOS管漏源极之间寄生电容开始谐振，起振瞬间，形成“拐点”，原边电感两端电压反映输出端的电压变化，辅助绕组两端电压变化类似，因同名端绕向关系，起振方向与原边电感两端电压方向刚好相反，如果通过辅助绕组检测到该拐点，并将拐点信息传递至控制器，以实现对输出电压的检测与控制。
下文将分析不对称半桥反激变换器非互补DCM模式下的工作原理及该模式下不对称半桥反激变换器原边反馈控制实现过程。
第一实施例
图5示出了本发明实施例开关变换器原理框图，一种非互补DCM条件下不对称半桥反激原边反馈控制变换器，包括反激电路和原边反馈电路，反激电路包括原边电路和副边输出整流滤波电路，其中，原边电路由隔直电容C3、主开关MOS管QH、钳位开关MOS管QL与变压器的原边绕组Np1连接而成，副边输出整流滤波电路由副边绕组Ns1与电容C4、二极管D1连接而成。其具体连接关系是，输入电压Vin+连接至N-MOS管QH漏极，N-MOS管QH源极经电容C3连接至反激变压器T1原边绕组Np1异名端(图5中绕组NP1不带黑点的那一端)，原边绕组NP1的同名端(图5中原边绕组NP1带黑点的那一端)经漏感Llk连接至N-MOS管QL的源极，漏感Llk与N-MOS管QL的源极的公共节点连接至原边地；N-MOS管QL的漏极连接至N-MOS管QH源极与电容C3的公共节点；
反激变压器T1原边绕组Np2即为辅助绕组，其异名端(图5中绕组NP2不带黑点的那一端)连接至原边地，原边绕组NP2的同名端(图5中原边绕组NP2带黑点的那一端)经两个串联电阻R3、R4连接至原边地，电阻R3、R4的公共节点连接至控制IC检测引脚VS；
副边绕组NS1、二极管D1，电容C4组成变换器的输出端，副边绕组NS1的同名端连接二极管D1的阳极，二极管D1的阴极连接输出端正极，副边绕组NS1的异名端连接输出端负极，电容C4一端连接输出端正极，另一端连接输出端负极；
控制IC为普通的反激原边反馈控制芯片如德州仪器的UCC28701，或功能近似的控制IC，它包括(但不限于)电压检测VS引脚、PWM驱动Drv引脚。控制IC的Drv引脚输出GSL1信号经脉冲处理电路后输出两路驱动信号GSH2、GSL2，脉冲处理电路如图6所示。
控制IC输出的驱动信号GSL1经电容C2与电阻R2相连，电阻R2的另一端连接至原边地，电容C2、电阻R2的公共端连接至触发器b输入端。电容C2、电阻R2及触发器b组成微分电路。控制IC输出的驱动信号GSL1经微分电路处理后输出GSL2信号，GSL2信号通过电阻R6输入至N-MOS管QL栅极，控制N-MOS管QL导通、关断。
控制IC输出的驱动信号GSL1经电阻R1与电容C1相连，电容C1的另一端连接至原边地，电容C1、电阻R1的公共端连接至触发器a输入端。电容C1、电阻R1及触发器a组成积分电路，输入端驱动信号GSL1经积分电路处理后输出GSH2驱动信号，GSH2信号经隔离驱动电路后通过电阻R5输入至N-MOS管QH栅极，控制N-MOS管QH导通、关断。
参见图5所示电路的连接关系，结合图6、7电路相关节点电压、电流波形，讲述一下工作原理：
本发明工作原理如下：
在不对称半桥反激变换器稳态工作阶段，假定以T0为起始时刻，GSL1为高电平信号，该信号经微分电路处理后(处理及传输延时忽略不计)输出脉冲宽度固定的高电平信号GSL2(高电平信号GSL2作用时间对应图7中的T0-T1阶段)，GSL2信号为高电平的时间长短只与微分电路参数R2、C2有关，与GSL1高电平时长无关；同时刻，高电平信号GSL1经积分电路处理后(受R1、C1充电回路影响，处理及传输延时不可忽略不计，计为死区时间，对应图7中的T1-T2阶段)输出驱动信号GSH2(高电平信号GSH2作用时间对应图7中的T2-T3阶段)，GSH2的高电平脉冲宽度不固定，随控制IC输出驱动信号GSL1导通时长的变化而变化。
T0-T1时间内，该阶段对应图6中GSL2信号为高电平时刻，整流二极管D1正向导通，漏感能量和隔直电容上面的能量通过正激过程传递到副边，励磁电流负向线性上升；同时，漏感Llk、隔直电容C3发生谐振，原边电流按近似正弦波轨迹谐振，此时隔直电容上面存储的能量通过正激过程也向副边释放，原边电流进入负向；
T1-T2时间内，上、下管QH、QL均处于关断状态，在这段时间内漏感与原边励磁电感均需续流，因此QH、QL漏源极间结电容、隔直电容、漏感、原边电感发生谐振，抽取MOS管QH结电容的能量，VdsH电压下降，同时给QL的结电容充电，VdsL电压上升，T2时刻QL管的漏源极间电压达到最高，QH管的漏源极间电压被抽到零电压；
T2-T3时间内，在T2时刻，上管驱动信号VGSH为高电平，上管开通，T2-T3时间段内(该阶段对应图6中GSH2信号为高电平时刻)输入端的能量通过QH、隔直电容C3、漏感Llk和原边绕组Np1这一回路给变压器激磁，激磁电流首先从负向线性减小到零以后继续线性增加，直到隔直电容C3上的电流和励磁电流重合，副边整流二极管D1反向截止，到T3时刻，上管QH关断；
T3-T4时间内，上、下管QH、QL均处于关断状态(从T4时刻起，一直到T7时刻，图6中GSH2、GSL2信号均为低电平)，在这段时间内漏感与变压器原边励磁电感均需要续流，因此上、下管QH、QL漏源极间结电容、隔直电容C3、漏感Llk、原边电感发生谐振，抽取QL结电容的能量，VdsL电压下降，同时给QH的结电容充电，VdsH电压上升，T3时刻QH的结电容电压达到最高，QL的结电容电压被抽到零电压；
T4-T5时间内，整流二极管D1正向导通，变压器原边存储的能量向副边释放，励磁电流线性下降，原边漏感电流续流，与隔直电容发生谐振，此时电流通过下管QL的体二极管进行续流，到达T5时刻的时候漏感电流续流结束，电压反相，下管QL的体二极管电压反向截止，阻断谐振回路，原边电流变为零；
T5-T6时间段内，变压器继续向副边提供能量，励磁电流继续线性下降，QH、QL两管的漏源极电压保持不变，副边整流二极管D1继续导通，T6时刻励磁电流复位到零，整流二极管D1的电流自然下降到零；
T6-T7时间段内，变压器励磁电感不被钳位，所以漏感、变压器原边电感、QH、QL两管漏源极间结电容发生谐振(因隔直电容C3容量较大，其两端电压波动较小，该阶段，可认为隔直电容C3不参与谐振)，上管QH和下管QL漏源极间结电容相串联，然后与输入端并联，所以谐振时候两管结电容电压之和等于输入电压，这段时间是和互补模式下不对称半桥反激工作的控制方式最大的区别，T7时刻下管QL开启，这样就完成一个周期，接着继续按照同样的工作过程重复工作；
原边反馈的控制方式在T6-T7阶段实现，T6时刻原边励磁电感复位完毕，变压器T1原边绕组Np1(对应原边电感)、谐振电容C3、漏感Llk、MOS管QH、QL漏源极之间寄生电容开始谐振，起振瞬间，MOS管QH漏源极之间电压迅速下降，形成“拐点”(如图7所示QH的VDSH电压波形)，原边电感两端电压同步变化，因原边绕组与输出绕组、辅助绕组相耦合，起振瞬间，原边电感两端电压与输出绕组两端电压即输出电压成匝比关系，同样，辅助绕组两端电压与输出绕组两端电压成匝比关系。
设定二极管D1正向导通压降为VF1，原边绕组NP1匝数为NP11，辅助绕组NP2两端的耦合电压为VP12，辅助绕组NP2匝数为NP12，副边绕组NS1绕组匝数为NS1，对应的耦合电压为Vout，Vref为控制IC内部参考电压基准，该值保持固定不变，则辅助绕组NP2两端的电压VP12与副边绕组NS1两端电压Vout之间的数学关系为：
则辅助绕组NP2两端的电压VP12与IC内部参考电压基准Vref之间的数学关系为：
进一步的，可以得到输出电压Vout与IC内部参考电压基准Vref、辅助绕组圈数NP12、输出绕组圈数NS1、分压电阻R3、R4之间的数学关系为：
变换器输出电压与副边绕组两端电压之间的数学关系为：
Vo＝Vout-VF1
因此，通过辅助绕组检测到该拐点，并将拐点信息传递至控制器，以实现对输出电压的检测与控制，一旦固定NP12、NS1、R3、R4就可以通过原边反馈控制保证输出电压不变。
本专利技术的优点显而易见：(1)从拓扑本身来看，不对称半桥反激能够实现软开关，效率高；输出电压与占空比有关，可通过调节占空比的方式提高其电压调整率；变压器工作于一、三现象，磁芯利用率高，体积优势；(2)从安规要求上来看，其变压器匝数较少，更容易降低原、副边之间隔离电容容量，进一步的，它有较强的漏感处理能力，为满足更高耐压等级的隔离要求可采用原副边绕组分槽绕制的方式。因此安规要求、EMC要求易于实现；(3)从成本上来看，不对称半桥比反激多了一个低压开关管，多一颗陶瓷电容(容量、耐压均较低，对成本几乎无影响)，PWM信号可通过常用控制IC来实现，成本基本与单管反激持平，要低于全桥、对称半桥等方案；(4)可实现开关管ZVS、ZCS，效率高、漏感处理能力强；(6)从可靠性上来看，不对称半桥反激的电压应力低，磁芯不会偏磁，整个电路的可靠性较高。
在相同输入电压范围，相同输出电压、功率条件下，与其它三种不同方案作对比，重点比较以下几种技术指标，包括：原副边隔离电容、隔离耐压强度、假负载大小、线电压精度、负载调整率、输出电压精度。
表1现有产品与本方案测试结果
根据表1样机测试结果可得：在同等功率等级及相同的输入、出指标下，与方案一、二相比，在满足IGBT驱动电源对输出电压精度、线电压精度、负载调整率要求的条件下，本方案的隔离电容最小，为25pF；而方案一为42pF，方案二为34pF。本方案对应的输入、输出间隔离耐压最高，达7300VAC，而方案一为3000VAC，方案二为6300VAC。本方案有利于提高驱动电源输入、输出之间的隔离耐压强度，增强产品的可靠性。同时，在同等功率等级及相同的输入、输出指标下与方案一、二相比，本方案所需的假负载最小，仅为54mW，而方案一为60mW，方案二为76mW；可见本发明方案的能效最高。显而易见，在隔离耐压要求严格的场合，应用本方案优势明显。
以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims (9)

1.一种不对称半桥式反激变换器的反馈控制方法，包括如下步骤，
所述不对称半桥式反激变换器工作于非互补模式，并在非互补模式的基础上，加入原边反馈控制方式，
所述非互补模式，是工作在原边电感电流断续条件下，在不对称半桥式反激变换器的主功率MOS管QH、钳位MOS管QL关断期间，自原边电感励磁能量复位完成瞬间，原边电感被释放，不被输出端钳位；此时，原边电路开始谐振，直至钳位MOS管QL再次导通为止的模式；
起振瞬间，不对称半桥式反激变换器的主功率MOS管QH的漏源极之间电压迅速下降，形成的拐点作为采样点；
再通过原边反馈的辅助绕组检测所述拐点，并将所述拐点信息传递至控制器，用以实现对输出电压的检测与控制。
2.根据权利要求1所述的不对称半桥式反激变换器的反馈控制方法，其特征在于：所述非互补模式控制的基础上加入原边反馈控制方式的具体步骤如下，
在T0-T1阶段，MOS管QL导通，整流二极管D1正向导通，漏感能量和隔直电容C3上面的能量通过正激过程传递到副边，励磁电流Ilm负向线性上升；同时，原边电流Ic进入负向；
T1-T2阶段，MOS管QH、QL均处于关断状态，MOS管QL管的漏源极间电压达到最高，MOS管QH管的漏源极间电压被抽到零电压；
T2-T3阶段，MOS管QH导通，MOS管QL继续保持关断状态，输入端的能量通过QH回路给变压器激磁；
T3-T4阶段，MOS管QH、QL均处于关断状态，漏感与变压器原边励磁电感均需要续流；
T4-T5阶段，变压器原边存储的能量向副边释放，励磁电流线性下降，原边漏感电流续流，到达T5时刻的时候，原边电流变为零；
T5-T6阶段，变压器继续向副边提供能量，励磁电流继续线性下降，MOS管QH、QL两管的漏源极电压保持不变，副边整流二极管D1继续导通，T6时刻励磁电流复位到零，整流二极管D1的电流自然下降到零；在原边励磁能量复位完成瞬间，原边电感被释放，不被输出端钳位；
T6-T7阶段，原边电感、漏感、MOS管QH漏源极之间寄生电容及MOS管QL漏源极之间寄生电容开始谐振；起振瞬间，MOS管QH的漏源极之间电压迅速下降，形成拐点；MOS管QH和MOS管QL漏源极间结电容相串联，然后与输入端并联，即谐振时候两管结电容电压之和等于输入电压；T7时刻MOS管QL开启，这样就完成一个周期，继续返回T0-T1阶段，重复下一周期的工作过程。
3.一种不对称半桥式反激变换器的控制方法，包括权利要求1或2所述的反馈控制方法，其中，通过原边绕组与副边绕组、辅助绕组的耦合关系，建立所述反馈控制方法对输出电压的控制，即通过原边电感两端电压与副边输出电压Vout成匝比关系，辅助绕组两端电压Vp12与副边输出电压Vout成匝比关系，选定原边绕组数Np1、副边绕组数Ns1、辅助绕组数Np12及电路的电阻R3、电阻R4的阻值，就可以通过原边反馈控制保证输出电压不变。
4.根据权利要求3所述的不对称半桥式反激变换器的控制方法，其特征在于：所述选定原边绕组数Np1、副边绕组数Ns1、辅助绕组数Np12及电路的电阻R3、电阻R4的阻值，所依据的输出电压Vout与控制IC内部参考电压基准Vref、副边绕组数Ns1、分压电阻R3、R4之间的数学关系为：
5.一种不对称半桥式反激变换器的反馈电路，用于驱动不对称半桥式反激变换器的钳位开关管和主开关管，其特征在于：
所述反馈电路，控制所述不对称半桥式反激变换器工作于非互补模式，并在非互补模式的基础上，加入原边反馈控制方式，
所述非互补模式，是工作在原边电感电流断续条件下，在不对称半桥式反激变换器的主功率MOS管QH、钳位MOS管QL关断期间，自原边电感励磁能量复位完成瞬间，原边电感被释放，不被输出端钳位；此时，原边电路开始谐振，直至钳位MOS管QL再次导通为止的模式；
起振瞬间，不对称半桥式反激变换器的主功率MOS管QH的漏源极之间电压迅速下降，形成的拐点作为采样点；
再通过原边反馈的辅助绕组检测所述拐点，并将所述拐点信息传递至控制器，用以实现对输出电压的检测与控制。
6.根据权利要求5所述的不对称半桥式反激变换器的反馈电路，其特征在于：包括控制IC、脉冲处理电路、隔离驱动电路、电阻R3、R4、R5、R6及辅助绕组，控制IC通过辅助绕组检测所述拐点，并根据所述拐点信息输出驱动信号GSL1给脉冲处理电路；脉冲处理电路接收驱动信号GSL1，将其转化为第一控制信号GSH2和第二控制信号GSL2，并分别输出；其中，第一控制信号GSH2通过隔离驱动电路及电阻R5输出给主MOS管QH的栅极，第二控制信号GSL2经电阻R6输出至钳位MOS管QL的栅极；所述辅助绕组的异名端接地，辅助绕组的同名端经电阻R3分别与控制IC的VS端及电阻R4的一端连接，电阻R4的另一端接地；
自原边电感励磁能量复位完成瞬间，原边电感、漏感、MOS管QH漏源极之间寄生电容及MOS管QL漏源极之间寄生电容开始谐振；起振瞬间，MOS管QH的漏源极之间电压迅速下降，形成拐点。
7.根据权利要求6所述的不对称半桥式反激变换器的反馈电路，其特征在于：所述脉冲处理电路，包括由电容C1、电阻R1及触发器a组成的积分电路，及由电容C2、电阻R2及触发器b组成的微分电路，所述控制IC输出的驱动信号GSL1经积分电路处理后输出为第一驱动信号GSH2；所述控制IC输出的驱动信号GSL1经微分电路处理后输出为第二控制信号GSL2。
8.一种不对称半桥式反激变换器，包括不对称半桥式反激电路和权利要求5至7中任一项所述的反馈电路，所述不对称半桥式反激电路包括原边电路和副边输出整流滤波电路，所述原边电路由隔直电容C3、主开关MOS管QH、钳位开关MOS管QL与变压器的原边绕组Np1连接而成；所述副边输出整流滤波电路由副边绕组与电容C4、二极管D1连接而成；所述反馈电路用于驱动钳位开关管和主开关管，其特征在于：所述不对称半桥式反激变换器，通过原边绕组与副边绕组、辅助绕组的耦合关系，建立对输出电压的控制，即通过原边电感两端电压与副边输出电压Vout成匝比关系，辅助绕组两端电压Vp12与副边输出电压Vout成匝比关系；选定原边绕组数Np1、副边绕组数Ns1、辅助绕组匝数Np12、辅助绕组Np2电路的电阻R3、电阻R4，就可以通过原边反馈电路保证输出电压不变。
9.根据权利要求8所述的不对称半桥式反激变换器，其特征在于：所述选定原边绕组数Np1、副边绕组数Ns1、辅助绕组Np2电路的电阻R3、电阻R4所依据的输出电压Vout与控制IC内部参考电压基准Vref、副边绕组数Ns1、分压电阻R3、R4之间的数学关系为：
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