CN112769340B - 一种辅助绕组检测方法及电路 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种辅助绕组检测方法及电路，基于现有电路元件，不需额外代价，使辅助绕组钳位拓扑更实用，具体为：通过在励磁阶段将检测引脚钳位至供电电压，从而流入检测引脚的电流与输入电压成比例，实现输入电压准确检测；通过在消磁阶段使得供电电压和检测引脚电压的电压差落在一个内部电阻上，再将该电阻流过的电流转移到另一内部电阻上，利用采样保持电路将另一内部电阻上的电压采样保存下来，实现输出电压的准确检测；通过比较检测引脚电压与供电引脚电压的大小，实现主开关管漏极电压谐振周期的检测。基于输入电压可实现输入欠压保护、输入前馈、ZVS检测等；基于输出电压可实现输出过压保护、原边反馈；基于谐振周期检测可实现准谐振控制等。
Description
技术领域
本发明属于软开关反激变换器领域，特别涉及辅助绕组电压检测。
背景技术
有源钳位反激变换器是一种能够实现功率管软开关的电力变换器拓扑。合理设计变压器励磁电感的感量，使得钳位管导通过程持续到出现足够的负向励磁电流再关断，由于电感电流不能突变，负向励磁电流将开关节点电荷泄放掉，从而实现主开关管的零电压开通(ZVS，Zero-Voltage-Switch)。这样，主开关管的开通损耗得以消除，变换器的整体效率得以提高，便于变换器的高频化、高功率密度的发展。
如图1所示，为典型有源钳位反激变换器的电路图。图中，101为钳位电容、102(LK)为漏感、103为功率变压器、104(LM)为励磁电感、105(MA)为钳位管、106为主控芯片、107为半桥驱动芯片、108(MP)为主开关管、109为励磁电感电流采样电阻、110为主控芯片的供电辅助绕组、111为主控芯片供电的整流二极管、112为主控芯片的供电电容、113为半桥驱动芯片供电的整流二极管、114为半桥驱动芯片的供电电容、115(R1)为辅助绕组检测电路的上分压电阻、116(R2)为检测电路的下分压电阻、VDD为主控芯片的供电引脚、FA为主控芯片的检测引脚、117为副边整流二极管、118为输出滤波电容。如图2所示，为典型的非互补模式有源钳位反激变换器的关键信号波形示意图。其中，GL为主开关管的栅极驱动电压波形、GH为钳位管的栅极驱动电压波形、VDS为主开关管漏极电压波形、ILM为励磁电感电流波形、ILK为漏感电流波形。
结合图1及图2，理解非互补有源钳位反激变换器的工作原理，在消磁结束的谐振阶段短暂开通钳位管MA，驱动信号GH变为高电平(图2中的T1时刻)，基于图1的电路拓扑，励磁电感LM实现负向励磁，即电感电流ILM为负向电流，电流的斜率为钳位电容101上保存的电压减去输入电压的差值除以励磁电感LM的感量；钳位管MA导通一段时间至图2中的T2时刻将其关断，由于励磁电感LM的电流不能突变，负向的电流将主开关管MP漏极的电荷泄放掉，即电压VDS变为接近0V，励磁电感LM电流逐渐增大，斜率为输入电压除以励磁电感LM感量；在励磁电感LM电流变正之前，即钳位管MA关断后隔一段死区时间，将下个周期的主开关管开通(图2中的T3时刻)，此时，主开关管MP即实现了零电压开通，消除了开通损耗；经过一段时间，在励磁电感LM正向励磁电流达到整个变换器控制环路的限流点(图2中的T4时刻)，将主开关管MP关断，实现PWM控制。根据前述功能，除了需要主控制芯片外，还需要一个高压侧的半桥驱动芯片将钳位管MA驱动电平上举至VDS的电压才能实现钳位管MA的有效驱动，并且，钳位管MA的漏源极最大工作电压为输入电压加上变换器副边的反射电压，因此，钳位管MA需要使用高耐压的晶体管，代价较大。
鉴于有源钳位的成本问题，一种辅助绕组钳位技术被提出来，如图3所示，为辅助绕组钳位反激变换器的拓扑结构。将图1中的有源钳位支路替换为传统的RCD钳位，即图3中的钳位电容301、泄放电阻302、钳位二极管303，将钳位管MA串接到给主控芯片供电的辅助绕组中。具体而言，将钳位管MA串接到辅助绕组的低压侧，这样，钳位管MA的源极为参考地，大大简化了驱动电路的设计；并且，钳位管MA的最大工作电压变为输入电压除以变压器原边绕组和辅助绕组的匝数比(NP/NA)，这样，就可以使用低成本的低耐压晶体管。钳位管MA及主开关管MP的工作时序仍然可以参考图2，在励磁电感消磁结束之后短暂开通钳位管MA，使得辅助绕组的供电电容308短暂放电，根据同名端，励磁电感LM实现负向励磁。类似于有源钳位，只要励磁电感LM的负向电流足够，就可以实现下个周期的主开关管MP零电压开通。
图3的辅助绕组钳位方式不会影响主控芯片的正常供电，但是，却会给重要参量的检测带来困难：图1中，辅助绕组供电回路的整流二极管111在辅助绕组的高压侧，检测电路的分压电阻115及116以地为参考电位，励磁阶段检测输入电压VIN时，整流二极管的阳极电压为
只需将115/116的分压点，即FA引脚钳位到0V，即可将输入电压转化为与VIN成比例的电流
消磁阶段检测输出电压时，FA引脚电压为
VDS谐振阶段检测谐振周期时，只需检测FA引脚电压过零的时刻即可；而图3中将钳位管MA串接到辅助绕组的低压侧阻断了到地的直流通路，所以，上述三个重要参量的检测不能以地为参考电位，如何准确地检测三个重要参量成为辅助绕组钳位拓扑使用过程中的重要问题点。
发明内容
鉴于辅助绕组钳位拓扑中尚没有简单实用的输入电压、输出电压及谐振周期的检测电路，本发明的目的在于，提供一种准确的、新型的输入电压和输出电压及谐振周期的检测方法及电路，此检测方法及电路基于现有电路元件，不需额外的代价即可实现上述参量的检测，使得辅助绕组钳位拓扑更加实用。基于输入电压的检测可以实现输入欠压保护、输入前馈、ZVS检测等功能；基于输出电压检测可以实现输出过压保护、原边反馈等功能；基于谐振周期检测可以实现准谐振控制等功能。
本发明提供的检测方法通过以下方案实现：
一种辅助绕组检测方法，用于辅助绕组钳位反激变换器，辅助绕组钳位反激变换器中的辅助绕组通过主控芯片控制，通过控制主控芯片检测引脚FA和其引脚VDD电压，使被测参数的值比例落在对应检测电路的检测端；具体包括输入电压检测步骤，在变压器励磁阶段，钳位主控芯片检测引脚FA电压到其引脚VDD电压值，使得输入电压成比例落在输入电压检测电路检测端。
作为检测方法的又一种具体实施方式，具体包括输出电压检测步骤，在变压器消磁阶段，控制主控芯片检测引脚FA电压和其引脚VDD电压的电压差落在一电阻上，该压差为输出电压的比例值，后传输至输出电压检测电路检测端。
优选地，检测方法还包括谐振周期检测步骤，通过检测主控芯片检测引脚FA和其引脚VDD电压，比较两者大小，得出辅助绕组钳位反激变换器主开关管漏极电压谐振周期。
本发明还提供一种辅助绕组检测电路，用于辅助绕组钳位反激变换器，辅助绕组钳位反激变换器通过主控芯片实现工作，包括上分压电阻、下分压电阻和输入电压检测电路，上分压电阻一端连接辅助绕组异名端，上分压电阻另一端连接下分压电阻一端，下分压电阻另一端连接辅助绕组同名端，上分压电阻一端和输入电压检测电路一端连接主控芯片引脚VDD，上分压电阻另一端和输入电压检测电路另一端连接主控芯片检测引脚FA，输入电压检测电路用于控制主控芯片检测引脚FA和其引脚VDD电压，使被测参数输入电压的值比例落在输入电压检测电路的检测端，具体为，用于在变压器励磁阶段，钳位主控芯片的检测引脚FA电压至主控芯片引脚VDD电压，使输入电压值比例落在下分压电阻上。
作为输入电压检测电路的一种具体实施方式，包括电源输入放大器407、PMOS管408、PMOS管410、NMOS管409、NMOS管411和NMOS管412，电源输入放大器407的负向输入端和PMOS管410的源极接主控芯片检测引脚FA，电源输入放大器407的正向输入端和PMOS管408的源极接主控芯片引脚VDD，电源输入放大器407的输出端接PMOS管410的栅极和PMOS管408的栅极，PMOS管408的漏极接其栅极和NMOS管409的漏极，NMOS管409的栅极接NMOS管411的漏极和PMOS管410的漏极，NMOS管411的栅极与其漏极短接，且连接NMOS管412的栅极，NMOS管409、NMOS管411和NMOS管412的源极均接地，NMOS管412的漏极为输入电压检测电路检测端。
根据检测方法，本发明还提供一种辅助绕组检测电路，用于辅助绕组钳位反激变换器，辅助绕组钳位反激变换器通过主控芯片实现工作，包括上分压电阻、下分压电阻、输出电压检测电路，上分压电阻一端连接辅助绕组异名端，上分压电阻另一端连接下分压电阻一端，下分压电阻另一端连接辅助绕组同名端，上分压电阻一端和输出电压检测电路一端连接主控芯片引脚VDD，上分压电阻另一端和输出电压检测电路另一端连接主控芯片检测引脚FA，输出电压检测电路用于控制主控芯片检测引脚FA和其引脚VDD电压，使被测参数输出电压的值比例落在输出电压检测电路的检测端，具体为，用于在变压器消磁阶段，控制主控芯片检测引脚FA电压和其引脚VDD电压的电压差落在一电阻上，该压差为输出电压的比例值，后传输至输出电压检测电路检测端。
作为输出电压检测电路的一种实施方式，包括电源输入放大器413、电阻414、PMOS管415、电阻416、采样开关417和保持电容418，电源输入放大器413的正向输入端接主控芯片检测引脚FA，其负向输入端接电阻414的一端及PMOS管415的源极，其输出端接PMOS管415的栅极，电阻414的另一端接主控芯片引脚VDD，PMOS管415的漏极接电阻416的一端和采样开关417的一端，采样开关417的另一端接保持电容418的上极板，电阻416的另一端和保持电容418的下极板接地，保持电容418的上极板为输出电压检测电路检测端。
优选地，检测电路还包括谐振周期检测电路，谐振周期检测电路的一端连接主控芯片检测引脚FA，谐振周期检测电路的另一端连接主控芯片引脚VDD，用于检测主控芯片检测引脚FA和其引脚VDD电压，比较两者大小，输出辅助绕组钳位反激变换器主开关管漏极电压谐振周期信号。
作为谐振周期检测电路的一种实施方式，包括NPN三极管419、NPN三极管420、限流电阻421、限流电阻422、NMOS管423、NMOS管424、NMOS管425、NMOS管426和电流比较器427，NPN三极管419的集电极接自身的基极、NPN三极管420的集电极以及主控芯片引脚VDD，NPN三极管419的发射极接限流电阻421的一端，限流电阻421的另一端接NMOS管423的栅极、NMOS管423的漏极以及NMOS管424的栅极，NMOS管424的漏极接电流比较器427的正向输入端，NPN三极管420的基极接主控芯片检测引脚FA，NPN三极管420的发射极接限流电阻422的一端，限流电阻422的另一端接NMOS管425的栅极、NMOS管425的漏极以及NMOS管426的栅极，NMOS管426的漏极接电流比较器427的负向输入端，NMOS管423、NMOS管424、NMOS管425和NMOS管426的源极均接地，电流比较器427输出端输出谐振周期信号ZCD。
本发明的有益效果在于：
1、基于辅助绕组钳位拓扑的特点提供一种准确的、新型的输入电压和输出电压以及谐振周期的检测方法及电路；
2、基于重要参量的准确检测使得辅助绕组钳位拓扑得以更加简单实用，实现主开关管的零电压开通，便于变换器的高频化和小型化；
3、基于重要参量的准确检测使得变换器的输入欠压保护、前馈、输出过压保护、原边反馈、准谐振控制等重要功能得以实现。
附图说明
图1为典型有源钳位反激变换器的电路图；
图2为典型非互补有源钳位反激变换器的关键信号波形图；
图3为辅助绕组钳位反激变换器的电路图；
图4为本发明实施例的辅助绕组电压检测电路图；
图5为本发明检测电路的关键信号波形图；
图6为应用本发明检测电路的辅助绕组钳位变换器的关键信号波形图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图4至附图6对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
如图4所示，为本发明辅助绕组检测电路的一种实施方式，包括，上分压电阻403、下分压电阻404、电源输入放大器407、PMOS管408、PMOS管410、NMOS管409、NMOS管411、NMOS管412、电源输入放大器413、电阻414、PMOS管415、电阻416、采样开关417、保持电容418、三极管419、三极管420、电阻421、电阻422、NMOS管423、NMOS管424、NMOS管425、NMOS管426和电流比较器427。
其中，上分压电阻403和下分压电阻404串联跨接在辅助绕组的两端，用于检测辅助绕组两端的电压差。上、下分压电阻的中点连接主控芯片的检测引脚FA，辅助绕组的高压侧通过去耦电容406给主控芯片的引脚VDD供电。
电源输入放大器407、PMOS管408、PMOS管410、NMOS管409、NMOS管411和NMOS管412组成输入电压检测电路。电源输入放大器407的负向输入端接主控芯片检测引脚FA及PMOS管410的源极，正向输入端接主控芯片引脚VDD，电源输入放大器407的输出端接PMOS管410的栅极和PMOS管408的栅极；PMOS管408的漏极接自身的栅极和NMOS管409的漏极，PMOS管408的源极接主控芯片引脚VDD；NMOS管409的栅极接NMOS管411的漏极，NMOS管411的栅极与其漏极短接，且连接NMOS管412的栅极；NMOS管411的漏极还接PMOS管410的漏极；NMOS管409、NMOS管411和NMOS管412的源极均接地；NMOS管412的漏极电流即为检测到的，与输入电压成比例的电流IVIN。
具体工作过程如下：在变压器励磁阶段，即图5中的TC阶段，变压器401的原边绕组NP两端电压为VIN，耦合到辅助绕组两端的电压为
辅助绕组同名端VA，即钳位管402的漏极电压为：
如果不对主控芯片检测引脚FA做任何处理，则主控芯片检测引脚FA电压应为：
由于电源输入放大器407和PMOS管410构成负反馈，主控芯片检测引脚FA比主控芯片引脚VDD电压高时，PMOS管410的栅极被拉低，从而增大了PMOS管410的饱和电流，使得主控芯片检测引脚FA电压下降。于是，主控芯片检测引脚FA电压被钳位到主控芯片引脚VDD电压，电阻R1上没有电流流过，流入主控芯片检测引脚FA的电流为：
电源输入放大器407的输入端皆为高阻抗，可以看成不流入电流，则流入主控芯片检测引脚FA的电流都通过PMOS管410流入NMOS管411的漏极。NMOS管411和NMOS管412构成电流镜，假设电流镜比例为1：m，则检测到的与输入电压VIN成比例的电流为：
实际上，根据图5中辅助绕组同名端VA的电压波形，在励磁开始阶段，辅助绕组同名端VA的电压突然变高，而电源输入放大器407和PMOS管410构成的反馈环路响应需要时间，会造成实际检测的电流IVIN滞后于辅助绕组同名端VA的变化。此处，利用PMOS管408和NMOS管409构成另外的反馈环加快PMOS管410的响应速度。PMOS管410的电流变大，使得NMOS管411的电流变大，NMOS管409和PMOS管411构成电流镜，从而NMOS管409的电流变大；由于PMOS管408连接成二极管的方式，其栅源电压差变大，造成PMOS管410的栅极电压迅速拉低，加快了PMOS管410的响应速度。图5中示出，变压器励磁的TC阶段，主控芯片检测引脚FA电压波形(虚线)实际被钳位到VDD。
输出电压采样电路包括电源输入放大器413、电阻414、PMOS管415、电阻416、采样开关417和保持电容418。电源输入放大器413的正向输入端接主控芯片检测引脚FA，其负向输入端接电阻414的一端及PMOS管415的源极，其输出端接PMOS管415的栅极，电阻414的另一端接主控芯片引脚VDD，PMOS管415的漏极接电阻416的一端和采样开关417的一端，电阻416的另一端接地，采样开关417的另一端接保持电容418的上极板，保持电容418的下极板接地，保持电容418的上极板电压即为检测的输出电压比例值。
具体工作过程如下：在变压器的消磁阶段，即图5中的TD阶段，变压器401副边绕组两端的电压为VOUT，耦合到辅助绕组两端的电压为
主控芯片检测引脚FA的电压为：
由于电源输入放大器413和PMOS管415构成负反馈，主控芯片检测引脚FA电压比主控芯片引脚VDD电压低，则PMOS管415的栅极电压被拉低，PMOS管415的电流增大，在电阻414上的压降增大，最终使得电源输入放大器413的正负输入端的电压相等。这样落在电阻414的电压差为：
流过电阻414的电流同样流过电阻416，所以，电阻416上的电压降为：
可以设置电阻414的电阻值R414和电阻416的电阻值R416相等，则电阻416上的电压降完全可以通过芯片外围的上分压电阻R1和下分压电阻R2设置。
采样开关417在变压器消磁阶段开通，将电阻416上电压采样下来并保存在保持电容418中，获得直流的输出电压比例值VO_SAMP。
谐振周期检测电路包括NPN三极管419、NPN三极管420、限流电阻421、限流电阻422、NMOS管423、NMOS管424、NMOS管425、NMOS管426和电流比较器427。NPN三极管419的集电极接自身的基极、NPN三极管420的集电极以及主控芯片引脚VDD，NPN三极管419的发射极接限流电阻421的一端；限流电阻421的另一端接NMOS管423的栅极、NMOS管423的漏极以及NMOS管424的栅极，NMOS管423和NMOS管424的源极均接地；NMOS管424的漏极接电流比较器427的正向输入端；NPN三极管420的基极接主控芯片检测引脚FA，NPN三极管420的发射极接限流电阻422的一端；限流电阻422的另一端接NMOS管425的栅极、NMOS管425的漏极以及NMOS管426的栅极，NMOS管425和NMOS管426的源极均接地；NMOS管426的漏极接电流比较器427的负向输入端，电流比较器427输出谐振周期信号ZCD。
具体工作过程如下：NPN三极管420的基极接主控芯片检测引脚FA电压，图5中示出TR谐振阶段，主控芯片检测引脚FA的电压波形是以VDD为中心值的正弦波，其谐振周期与VA相同，即与VDS的谐振周期相同。这样，只要比较主控芯片检测引脚FA和主控芯片引脚VDD的电压大小即可检测谐振周期。主控芯片引脚VDD电压经过NPN三极管419后在电阻421上的压降为：
VDD-VBE419-VGS423
其中，VBE419为NPN三极管419的发射结压降，VGS423为NMOS管423的栅源极压降。假设NMOS管423、NMOS管424构成的电流镜比例为1:1，则从采样开关417正向输入端流出的电流为：
假设NPN三极管420的尺寸和NPN三极管419相同，限流电阻422的阻值和限流电阻421的阻值(R421)相同，NMOS管425的尺寸和NMOS管423相同，NMOS管425和NMOS管426构成的电流镜比例为1:1，则当主控芯片检测引脚FA电压大于主控芯片引脚VDD电压时，从采样开关417负向输入端流出电流大于其正向输入端流出电流，采样开关417输出低电平。同理，主控芯片检测引脚FA电压小于主控芯片引脚VDD电压时，采样开关417输出高电平。
图6中给出整个辅助绕组钳位变换器的关键信号波形示意图。每个开关周期的励磁阶段，即主开关管驱动信号GL为高电平阶段，主控芯片检测引脚FA电压被钳位到主控芯片引脚VDD电压，芯片内部检测到与输入电压VIN成比例的电流值IVIN；主控芯片引脚VDD电压和主控芯片检测引脚FA电压的差值被还原到以地为参考电位的电压，如图VO_SAMP坐标轴上的虚线所示，消磁阶段，将还原的电压采样保持，即可得到与输出电压VOUT成比例的检测值；谐振阶段，主控芯片检测引脚FA与主控芯片引脚VDD电压进行比较，输出谐振周期信号ZCD。
应当明确，本发明的实施方式不限于此，根据上述内容，按照本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述基本技术思想前提下，本发明的辅助绕组电压检测电路还有其它的实施方式；因此本发明还可以做出其它多种形式的修改、替换或变更，均落在本发明权利保护范围之内。
Claims (5)
1.一种辅助绕组检测方法，用于辅助绕组钳位反激变换器，辅助绕组钳位反激变换器中的辅助绕组通过主控芯片控制，其特征在于：
通过控制主控芯片检测引脚FA和其引脚VDD电压，使被测参数的值比例落在对应检测电路的检测端；
具体包括输入电压检测步骤，在变压器励磁阶段，钳位主控芯片检测引脚FA电压到其引脚VDD电压值，使得输入电压成比例落在输入电压检测电路检测端；其中，所述输入电压检测电路包括电源输入放大器407、PMOS管408、PMOS管410、NMOS管409、NMOS管411和NMOS管412，电源输入放大器407的负向输入端和PMOS管410的源极接主控芯片检测引脚FA，电源输入放大器407的正向输入端和PMOS管408的源极接主控芯片引脚VDD，电源输入放大器407的输出端接PMOS管410的栅极和PMOS管408的栅极，PMOS管408的漏极接其栅极和NMOS管409的漏极，NMOS管409的栅极接NMOS管411的漏极和PMOS管410的漏极，NMOS管411的栅极与其漏极短接，且连接NMOS管412的栅极，NMOS管409、NMOS管411和NMOS管412的源极均接地，NMOS管412的漏极为输入电压检测电路检测端；
通过控制主控芯片检测引脚FA和其引脚VDD电压，使被测参数的值比例落在对应检测电路的检测端；
具体包括输出电压检测步骤，在变压器消磁阶段，控制主控芯片检测引脚FA电压和其引脚VDD电压的电压差落在一电阻上，该压差为输出电压的比例值，后传输至输出电压检测电路检测端，其中，所述的输出电压检测电路包括电源输入放大器413、电阻414、PMOS管415、电阻416、采样开关417和保持电容418，电源输入放大器413的正向输入端接主控芯片检测引脚FA，其负向输入端接电阻414的一端及PMOS管415的源极，其输出端接PMOS管415的栅极，电阻414的另一端接主控芯片引脚VDD，PMOS管415的漏极接电阻416的一端和采样开关417的一端，采样开关417的另一端接保持电容418的上极板，电阻416的另一端和保持电容418的下极板接地，保持电容418的上极板为输出电压检测电路检测端。
2.根据权利要求1所述的检测方法，其特征在于：还包括谐振周期检测步骤，通过检测主控芯片检测引脚FA和其引脚VDD电压，比较两者大小，得出辅助绕组钳位反激变换器主开关管漏极电压谐振周期。
3.一种辅助绕组检测电路，用于辅助绕组钳位反激变换器，辅助绕组钳位反激变换器通过主控芯片实现工作，其特征在于：包括上分压电阻、下分压电阻和输入电压检测电路，上分压电阻一端连接辅助绕组异名端，上分压电阻另一端连接下分压电阻一端，下分压电阻另一端连接辅助绕组同名端，上分压电阻一端和输入电压检测电路一端连接主控芯片引脚VDD，上分压电阻另一端和输入电压检测电路另一端连接主控芯片检测引脚FA，
输入电压检测电路用于控制主控芯片检测引脚FA和其引脚VDD电压，使被测参数输入电压的值比例落在输入电压检测电路的检测端；
具体为，用于在变压器励磁阶段，钳位主控芯片的检测引脚FA电压至主控芯片引脚VDD电压，使输入电压值比例落在下分压电阻上；
所述输入电压检测电路包括电源输入放大器407、PMOS管408、PMOS管410、NMOS管409、NMOS管411和NMOS管412，电源输入放大器407的负向输入端和PMOS管410的源极接主控芯片检测引脚FA，电源输入放大器407的正向输入端和PMOS管408的源极接主控芯片引脚VDD，电源输入放大器407的输出端接PMOS管410的栅极和PMOS管408的栅极，PMOS管408的漏极接其栅极和NMOS管409的漏极，NMOS管409的栅极接NMOS管411的漏极和PMOS管410的漏极，NMOS管411的栅极与其漏极短接，且连接NMOS管412的栅极，NMOS管409、NMOS管411和NMOS管412的源极均接地，NMOS管412的漏极为输入电压检测电路检测端；
辅助绕组检测电路还包括输出电压检测电路，上分压电阻一端和输出电压检测电路一端连接主控芯片引脚VDD，上分压电阻另一端和输出电压检测电路另一端连接主控芯片检测引脚FA；
输出电压检测电路用于控制主控芯片检测引脚FA和其引脚VDD电压，使被测参数输出电压的值比例落在输出电压检测电路的检测端；
具体为，用于在变压器消磁阶段，控制主控芯片检测引脚FA电压和其引脚VDD电压的电压差落在一电阻上，该压差为输出电压的比例值，后传输至输出电压检测电路检测端；
所述的输出电压检测电路包括电源输入放大器413、电阻414、PMOS管415、电阻416、采样开关417和保持电容418，电源输入放大器413的正向输入端接主控芯片检测引脚FA，其负向输入端接电阻414的一端及PMOS管415的源极，其输出端接PMOS管415的栅极，电阻414的另一端接主控芯片引脚VDD，PMOS管415的漏极接电阻416的一端和采样开关417的一端，采样开关417的另一端接保持电容418的上极板，电阻416的另一端和保持电容418的下极板接地，保持电容418的上极板为输出电压检测电路检测端。
4.根据权利要求1至3任一所述的检测电路，其特征在于：还包括谐振周期检测电路，谐振周期检测电路的一端连接主控芯片检测引脚FA，谐振周期检测电路的另一端连接主控芯片引脚VDD，用于检测主控芯片检测引脚FA和其引脚VDD电压，比较两者大小，输出辅助绕组钳位反激变换器主开关管漏极电压谐振周期信号。
5.根据权利要求4所述的检测电路，其特征在于：所述谐振周期检测电路包括NPN三极管419、NPN三极管420、限流电阻421、限流电阻422、NMOS管423、NMOS管424、NMOS管425、NMOS管426和电流比较器427，NPN三极管419的集电极接自身的基极、NPN三极管420的集电极以及主控芯片引脚VDD，NPN三极管419的发射极接限流电阻421的一端，限流电阻421的另一端接NMOS管423的栅极、NMOS管423的漏极以及NMOS管424的栅极，NMOS管424的漏极接电流比较器427的正向输入端，NPN三极管420的基极接主控芯片检测引脚FA，NPN三极管420的发射极接限流电阻422的一端，限流电阻422的另一端接NMOS管425的栅极、NMOS管425的漏极以及NMOS管426的栅极，NMOS管426的漏极接电流比较器427的负向输入端，NMOS管423、NMOS管424、NMOS管425和NMOS管426的源极均接地，电流比较器427输出端输出谐振周期信号ZCD。
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