CN101304217A - 链式变换器功率单元控制器用开关电源 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种链式变换器功率单元控制器用开关电源，该开关电源包含相互之间采用高压隔离的七路输出，实现了链式变换器功率单元控制器的工作电源和IGBT驱动电源由单个开关电源供电，节省了电源成本。该开关电源还利用三元件LLC串联谐振原理，通过谐振软开关技术实现功率开关管的软开关过程，并利用隔离变压器本身的寄生参数作为串联谐振的器件，使电路开关功率损耗降到最小，转换效率相对最高，且输出功率可以进行很好的调节，既减小了开关管的导通损耗，又提高了开关电源的转换效率，延长了开关器件的寿命。

Description

链式变换器功率单元控制器用开关电源

技术领域

本发明涉及开关电源，具体涉及一种的应用于链式变换器功率单元控制器的开关电源。

背景技术

开关电源，因其损耗低、体积小、输出路数多、用途广而受到电子设备厂家的特别青睐。随着技术的不断更新、能源的压力以及对电能质量的要求加深，使得小型化、低损耗、高效节能开关电源的市场需求量与日俱增。

电子设备对开关电源基本的技术要求是高效率、高可靠性、成本低和小型轻量化。为达到这样的要求，开关电源需要进一步提高开关频率，缩小其体积，轻量，薄型，提高变换效率。自60年代开始得到发展和应用的功率变换技术通常是硬开关技术，即功率开关管的开通或关断是在器件上的电流或电压不为零的状态下进行的，此刻电流与电压有一个很大的交叠区，损耗很大，所以在使用硬开关技术时，其开关频率不能太高，否则随开关频率升高开关损耗将加大，变换器效率将会大为下降。而软开关技术是让功率开关管在零电压或零电流的情况下开通或者关断，使交叠区变得很小，这样开关电源运行在很高的频率时损耗仍然可以很小，从而实现变换器效率的提高。LLC串联谐振软开关技术中的开关频率越大时，一个周期内对隔离变压器T的一次绕组充电的时间就越短，故输入的功率就越小，因此随着频率的增大，输入功率将减小。

链式变换器主要应用于工业场合，装置的可靠性要求高，一般而言其构成有很多个功率单元。功率单元的一般结构图如附图2所示，包括四个耐压为400V左右的电容器组成的直流滤波串联电容器组及其均压电阻，还包括四个大功率的全控型IGBT功率管(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅极型功率管)。功率单元的控制和采样电路都需要可靠的电源，所以功率单元控制器对开关电源的质量提出了比民用电源更高的要求，不仅要求体积小，重量轻，损耗较小，还有高可靠性、很强的适应性等要求。正常情况下在对功率单元单相全桥电路的4个IGBT控制时，要求有三个完全高压隔离的电源供电，同时功率单元控制器还需要两路控制芯片和模拟调理信号用电源，现有的开关电源没有一个可以完全达到这样的输出要求。在以往链式变换器方案中，功率单元控制器供电基本采用UPS供电加AC-DC(交流-直流)整流的方式来实现，该类型的供电效率低、成本高、很多路的隔离电源需要多个的开关电源组合起来用，所以电源间差别大，可靠性低，且各IGBT驱动电路的高压隔离的实现难度大。另外，功率单元是链式变换器的核心部件，其工作在1200V的高压直流电压下，其传输电能容量相对开关电源来说是无穷大的，如果能够利用它作为开关电源的直流输入电源，不仅可以节约成本、控制体积，还能提高电源的可靠性。

发明内容

本发明的目的就在于针对现有技术的不足，提供一种的链式变换器功率单元控制器的开关电源，旨在实现链式变换器功率单元控制器的工作电源和IGBT驱动电源由单个开关电源供电，同时利用谐振软开关技术实现功率开关管的软开关过程。

本发明采用如下技术方案：

一种链式变换器功率单元控制器用开关电源，包括主电路、电压反馈电路、过流保护电路、低压监测电路、过压保护电路和控制驱动电路，其特征在于：所述主电路的电源输入端连接直流输入电压，所述主电路包括7个电压输出端，分别提供5V--15W、25V1--5W、25V2--5W、25V3--10W、+12V--10W、-12V--5W、15VF--5W输出电压，其中，25V1--5W、25V2--5W、25V3--10W电压输出端分别连接有钳位电路，5V--15W、+12V--10W、15VF--5W电压输出端分别对应连接至电压反馈电路的5V--15W、+12V--10W、15VF--5W电压反馈输入端；所述过流保护电路的过流检测输入端连接主电路的过流检测输出端；所述低压监测电路的输入端连接直流输入电压；所述电压反馈电路、过流保护电路、低压监测电路、过压保护电路的输出端分别对应连接至控制驱动电路的电压反馈控制输入端、过流控制输入端、低压控制输入端和过压控制输入端，控制驱动电路的输出端连接主电路的控制驱动输入端。

本发明的链式变换器功率单元控制器用开关电源包含相互之间采用高压隔离的多路输出，其中：三路25V输出电压(25V1--5W、25V2--5W、25V3--10W)采用钳位输出，可提供正负驱动电源给链式变换器功率单元的功率开关管IGBT的驱动电路；一路5V输出电压(5V--15W)可供链式变换器功率单元控制器数字控制电路使用；+12V--10W、-12V--5W两路输出电压可供链式变换器功率单元控制器模拟调理电路使用；一路15VF--5W输出电压作为辅助电源可供开关电源控制芯片自身使用。开关电源利用三元件LLC串联谐振原理，采用变开关频率调整输出功率的方式，在整个负载范围内，控制开关电源的主电路中功率开关管的占空比保持不变，均为50％左右，功率开关管可以在零电压条件下开通和关断，利用谐振软开关技术实现了功率开关管的软开关过程。本发明还利用隔离变压器本身的寄生参数(漏感和励磁电感)作为串联谐振的器件，提高了开关电源的转换效率，减少开关电源的对外电磁干扰，节约了电源成本。此外，本发明的链式变换器功率单元控制器用开关电源还以链式变换器功率单元中直流滤波串联电容器组的最后一个电容器作为开关电源的直流输入电源，无需额外的AC-DC供电整流桥。并且，本发明开关电源的电压输出反馈采用3路输出电压的线性光藕组合交叉反馈的形式，保证了开关电源的精度。

与现有技术相比，本发明的有益效果在于：

1.本发明的链式变换器功率单元控制器用开关电源具有多路相互之间高压隔离的输出，其中三路25V输出电压采用钳位输出的方式，可以提供正的开通电压和负的关断电压，功率单元的每个IGBT驱动电源无需单独的两组电源供电，实现了链式变换器功率单元控制器的工作电源和IGBT驱动电源由单个开关电源供电，节约了电源成本；低输入电压时的可靠输出使得功率单元的控制可靠，减少功率单元IGBT误动作几率。

2.本发明的链式变换器功率单元控制器用开关电源利用谐振软开关技术实现了功率单元的功率开关管的软开关过程，在很宽的输出功率范围内实现开关功率管的零电压开通，从而使电路开关功率损耗降到最小，转换效率相对最高，且输出功率可以进行很好的调节，既减小了开关管的导通损耗，又提高了开关电源的转换效率，延长了开关器件的寿命。同时，通过提高功率元件的开关频率，可以减小开关电源的体积和重量，也减少了EMI(电磁干扰)。此外，本发明充分利用变压器元件本身的寄生参数(漏感和励磁电感)，有效地节约了电源成本。

3.本发明开关电源充分利用功率单元直流输出电压作为直流输入电源，无需额外的AC-DC供电整流桥，并且当功率单元正常运行时直流输入电源电压波动小，保证了开关电源运行的稳定性。

4.本发明开关电源的电压反馈电路采用交叉闭环反馈控制使各路直流输出电压波动范围小，提高了链式变换器的工作稳定性和可靠性。

5.利用本发明开关电源供电的变换器的掉电维持时间特性较控制占空比的变换器好，可用在对掉电维持时间要求比较高的场合，且该开关电源的二次侧输出电压应力小，隔离变压器不存在直流偏置现象，可以广泛地应用于工业重要负荷场所。

附图说明

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步的阐述。

图1：开关电源电路框图；

图2：主电路结构框图；

图3：主电路原理图；

图4：功率单元结构图；

图5：隔离变压器的等效结构图；

图6：软开关工作原理图；

(a)第一阶段工作原理图；

(b)第二阶段工作原理图；

(c)第三阶段工作原理图；

(d)第四阶段工作原理图；

(e)第五阶段工作原理图；

(f)第六阶段工作原理图；

(g)第七阶段工作原理图；

(h)第八阶段工作原理图；

图7：电压反馈电路与主电路连接电路示意图；

图8：钳位电路与主电路连接电路示意图；

图9：过流保护电路与主电路连接电路示意图；

图10：低压监测电路、过压保护电路与主电路连接电路图；

图11：控制芯片NCP1396功能管脚示意图。

具体实施方式

以下为本具体实施方式附图中元器件符号说明：

DC：直流输入电压正极

N：直流输入电压负极

VDC：直流输入电压(即功率单元最后一个电容器Cap4两端电压)

L11：直流平波电感

C11：第一滤波电容

C12：第二滤波电容

Q1：第一MOSFET开关管

D11：第一MOSFET开关管Q1内部自带反向并联快速二极管

Q2：第二MOSFET开关管

D12：第二MOSFET开关管Q2内部自带反向并联快速二极管

C13：第一MOSFET开关管吸收电容器

C14：第二MOSFET开关管吸收电容器

Cr：谐振电容

T：隔离变压器

N1：一次绕组

N21：第一二次绕组

N22：第二二次绕组

N23：第三二次绕组

N24：第四二次绕组

N25：第五二次绕组

N26：第六二次绕组

N27：第七二次绕组

D21～D24：第一二次绕组的整流二极管

C21～C22：第一二次绕组的滤波电容器

D31～D32：第二二次绕组的整流二极管

C31～C32：第二二次绕组的滤波电容器

D41～D42：第三二次绕组的整流二极管

C41～C42：第三二次绕组的滤波电容器

D51～D52：第四二次绕组的整流二极管

C51～C52：第四二次绕组的滤波电容器

D61：第五二次绕组的整流二极管

D62：第六二次绕组的整流二极管

C61～C62：第五二次绕组的滤波电容器

C63～C64：第六二次绕组的滤波电容器

D71：第七二次绕组的整流二极管

C71～C72：第七二次绕组的滤波电容器

L21：模拟电源与数字电源隔离磁珠

5V：第一二次绕组对应输出电压标示

25V1：第二二次绕组对应输出电压标示

25V2：第三二次绕组对应输出电压标示

25V3：第四二次绕组对应输出电压标示

+12V：第五二次绕组对应输出电压标示

-12V：第六二次绕组对应输出电压标示

15VF：第七二次绕组对应输出电压标示

GND1；+12V/-12V直流输出参考地

GND2；5V直流输出参考地

GND3：25V1直流输出参考地

GND4：25V2直流输出参考地

GND5：25V3直流输出参考地

G1～G4：功率单元IGBT(内部自带反向并联二极管)

Cap1～Cap4：功率单元直流滤波电容器

Res1～Res4：功率单元直流滤波电容器电压平衡电阻

Lr：隔离变压器的漏感

Lm：隔离变压器的励磁电感

T1：隔离变压器等效的理想变压器

Load：等效负载

IL：隔离变压器的漏感电流

Im：隔离变压器的励磁电感电流

LOAD：部分等效负载

箭头虚线：表示实际电流流过路径

QF1：反馈的标准源器件，型号为TL431

DF1～DF2：反馈线性光藕，其中A端是输入侧，B端是输出侧

R81～R89：反馈电路用第一电阻～第九电阻

CF1～CF2：反馈电路用电容器

Vout：反馈电压输出端

Vout1：低压检测端

C33～C34：钳位电路滤波电容器

D33：稳压管

R31：分压电阻

图1示出了本发明开关电源的电路框图。一种链式变换器功率单元控制器用开关电源，包括主电路1、电压反馈电路2、过流保护电路3、低压监测电路4、过压保护电路5和控制驱动电路7，其特征在于：所述主电路1的电源输入端连接直流输入电压VDC，所述主电路1包括7个电压输出端，分别提供5V--15W、25V1--5W、25V2--5W、25V3--10W、+12V--10W、-12V--5W、15VF--5W输出电压，其中，25V1--5W、25V2--5W、25V3--10W电压输出端分别连接有钳位电路6，5V--15W、+12V--10W、15VF--5W电压输出端分别对应连接至电压反馈电路2的5V--15W、+12V--10W、15VF--5W电压反馈输入端；所述过流保护电路3的过流检测输入端连接主电路1的过流检测输出端；所述低压监测电路4的输入端连接直流输入电压VDC；所述电压反馈电路2、过流保护电路3、低压监测电路4、过压保护电路5的输出端分别对应连接至控制驱动电路7的电压反馈控制输入端、过流控制输入端、低压控制输入端和过压控制输入端，控制驱动电路7的输出端连接主电路1的控制驱动输入端。

图2示出主电路的结构框图，主电路1包括直流母线滤波电路101、LLC谐振电路102和多路输出电路103，直流母线滤波电路101用于对直流输入电压VDC进行滤波，所述直流输入电压VDC由链式变换器功率单元中直流滤波串联电容器组的最后一个电容提供，直流母线滤波电路101的直流正、负母线输出端分别与LLC谐振电路102的直流正、负母线输入端连接，LLC谐振电路102包括隔离变压器，LLC谐振电路102通过所述隔离变压器与多路输出电路103耦合，所述多路输出电路103由隔离变压器的多路二次绕组及二次绕组的整流滤波电路组成，多路输出电路103的7个输出端作为主电路1的7个电压输出端。

附图3示出了主电路原理图。直流母线滤波电路101包括直流平波电感L11、第一滤波电容C11和第二滤波电容C12。第一滤波电容C11和第二滤波电容C12并联，直流平波电感L11的一端连接直流输入电压VDC的正极DC，另一端连接第一滤波电容C11和第二滤波电容C12的一个并联点，该连接点作为直流母线滤波电路101的直流正母线输出端。第一滤波电容C11和第二滤波电容C12的另一个并联点连接直流输入电压VDC的负极N，该负极N同时作为直流母线滤波电路101的直流负母线输出端。LLC谐振电路102主要由隔离变压器T、第一MOSFET开关管Q1、第二MOSFET开关管Q2和谐振电容Cr组成，第一MOSFET开关管Q1的源极连接第二MOSFET开关管Q2的漏极，第一MOSFET开关管Q1的漏极、第二MOSFET开关管Q2的源极分别作为LLC谐振电路102的直流正、负母线输入端，第一MOSFET开关管Q1和第二MOSFET开关管Q2的栅极由所述控制驱动电路7分别进行控制。第一MOSFET开关管Q1的漏极和源极之间连接有第一反向并联二极管D11和第一吸收电容C13，第二MOSFET开关管Q2的漏极和源极之间连接有第二反向并联二极管D12和第二吸收电容C14。第一反向并联二极管D1和第二反向并联二极管D12分别为两个开关管内部自带的反向并联二极管。隔离变压器T的一次绕组N1的同名端通过谐振电容Cr与第二MOSFET开关管Q2的漏极连接，一次绕组N1的异名端与第二MOSFET开关管Q2的源极连接，隔离变压器T包含第一二次绕组N21～第七二次绕组N27，每一二次绕组分别连接有整流滤波电路构成二次绕组输出电路。七路二次绕组输出电路之间相互高压隔离，分别提供5V--15W、25V1--5W、25V2--5W、25V3--10W、+12V--10W、-12V--5W、15VF--5W输出电压。

图3中所示的电路元件的配置特征是：由于谐振电容Cr起到储存电能，同时进行谐振和钳制MOSFET管两端峰值电压的作用，因此要采用一个较大的电容，其值大约为第一吸收电容C13、第二吸收电容C14容值大小的20多倍。第一吸收电容C13、第二吸收电容C14起到快速充放电的作用，从而可以使第一MOSFET开关管Q1、第二MOSFET开关管Q2的发射极的端电压快速变化，实现高频操作，因此要采用一个相对较小的电容值。由于第一MOSFET开关管Q1、第二MOSFET开关管Q2控制所产生的电压等于最大值为直流输入电压VDC，因此考虑雷电电涌或者突然电压骤升等这些紧急情况，可以采用600V耐压值的MOSFET管开关元件。设定功率开关管的最小工作频率为60KHZ，最大工作频率为150KHZ，开关电源额定运行在100KHZ。总输出功率45W，分6个输出电压等级，即5V-15W，25V1-5W，25V2-5W，25V3-10W，+12V-10W，-12V-5W，各输出之间是高压隔离的，隔离电压达4000V。另外一路输出15VF--5W为辅助电源，可对控制驱动电路7供电。

图4为功率单元结构图，总的输入电源是1200V的，有4个耐压的450V电容器串联组成电源，本发明开关电源的直流输入电压就引自串联电容器组的最后一个电容Cap4，再经过直流母线滤波电路滤波后给MOSFET开关管供电。第一MOSFET开关管Q1和第二MOSFET开关管Q2组成半桥电路，谐振电容Cr和隔离变压器T一次绕组N1形成的串联电路和第二MOSFET开关管Q2并联。两个MOSFET管开关元件由控制驱动电路7进行控制，两者的占空比都是50％，控制驱动电路7以预定频率产生方波来控制开关管的通断，通过改变开关频率来实现电压的实时调节，使输出的电压随输出功率的变化而快速稳定。

图5是隔离变压器的等效结构图。本发明的开关电源利用隔离变压器T自身的漏感Lr和励磁电感Lm作为谐振电感，漏感Lr和谐振电容Cr的谐振频率作为第一谐振频率f1，也是开关电源稳定工作频率；漏感Lr、励磁电感Lm和谐振电容Cr的谐振频率作为第二谐振频率f2，是开关电源下限工作频率。由于要求变压器的漏感和励磁电感比较大，所以在绕制时一次绕组和二次绕组采用隔离糟分开绕制，同时在隔离变压器的两个合成磁芯间增加气隙，以此来增加电感。隔离变压器的磁芯材料采用高频软磁材料PC40铁氧体，EE型结构，两个E型磁元件的三个对应磁柱间都留有气隙。

图6为软开关工作原理图，仅以25V1-5W输出电路为例进行说明。第一MOSFET开关管Q1、第二MOSFET开关管Q2、第一吸收电容器C13、第二吸收电容C14、谐振电容Cr以及隔离变压器T的一次绕组N1组成的开关电源的核心电路的工作过程共分八个阶段，第一阶段如图(a)所示：第二MOSFET开关管Q2关断，这时谐振电感Lr内的电流为负，因此第一MOSFET开关管Q1内部反向并联二极管D11导通，为第一MOSFET开关管Q1的ZVS(零电压开关)导通创造了条件，此阶段有部分能量回馈至第一滤波电容C11和第二滤波电容C12中。当第一反向并联二极管D11导通时，隔离变压器的漏感电流IL开始增加，变压器的极性为上正下负，此时迫使第二二次绕组的第一二极管D31导通，变压器开始在二次侧输出电压。为此谐振电感Lm上的电压被输出电压钳位，因此只有Lr和谐振电容Cr参与谐振，谐振电感Lm在此过程中恒压充电。第二阶段如图(b)：当谐振电感Lr中的电流由负变为正，电路进入第二阶段。导通第一MOSFET开关管Q1，输出侧仍然是第二二次绕组的第一二极管D31导通，隔离变压器一次侧被电压钳位，谐振电感Lm在该钳位电压下线性充电，不参与谐振。整个电路仍只有谐振电感Lr和谐振电容Cr参与谐振，第一滤波电容C11、第二滤波电容C12输入能量给输出电路。当两个谐振电感Lr和Lm的电流相等时，第二二次绕组的第一二极管D31输出电流为零，第二阶段结束。第三阶段见图(c)：此时，两个谐振电感Lr和Lm的电流相等，电感Lm开始和Lr、谐振电容Cr一起参与谐振。变压器二次侧电压小于输出电压，输出被变压器隔离，第二二次绕组的第一二极管D31、第二二极管D32都反向截止，输出负载消耗能量由电容器第二二次绕组的第一电容C31、第二电容C32提供。第四阶段如图(d)：第一MOSFET开关管Q1、第二MOSFET开关管Q2都没有驱动信号，进入死区时间。此时，谐振电感Lr和Lm的电流相等，输出依然被变压器隔离，输出负载消耗能量由电容器C31、C32提供，并且电感Lm、Lr和电容Cr都参与谐振。谐振电流给第一吸收电容C13充电，第二吸收电容C14则开始放电。当第二吸收电容C14放电结束时，进入下一阶段。第五阶段见图(e)：第一MOSFET开关管Q1关断，这时第二MOSFET开关管Q2的反向并联二极管D12导通，为第二MOSFET开关管Q2的ZVS导通创造了条件，另外，变压器一次侧被电压钳位，上负下正，第二二次绕组的第二二极管D32开始导通。电感Lm在该钳位电压下线性充电，不参与谐振，只有谐振电感Lr和谐振电容Cr参与谐振，谐振电流经谐振电感Lm、变压器一次侧及二极管D32传递能量到输出端。当谐振电流IL下降到0时，结束该阶段。第六阶段见图(f)：导通第二MOSFET开关管Q2，变压器一次侧被电压钳位，上负下正，输出仍然由二极管D32导通，谐振电感Lm在该钳位电压下线性充电，不参与谐振，只有谐振电感Lr和谐振电容Cr参与谐振，谐振电流经谐振电感Lm、变压器一次侧传递能量到输出。第七阶段见图(g)：第二MOSFET开关管Q2为导通状态，当谐振电感Lr的电流和Lm的电流相等时，输出被变压器隔离，二极管D31、D32都反向截止，输出负载消耗能量由电容器C31、C32提供。此时，谐振电感Lm开始参与谐振，谐振电流在第二MOSFET开关管Q2和谐振腔内循环流动。第八阶段见图(h)：第一、第二MOSFET开关管Q1、Q2都没有驱动信号，进入死区时间。此时，电感Lr的电流和Lm的电流相等，输出依然被变压器隔离，输出负载消耗能量由电容器C31、C32提供，并且谐振电感Lm、Lr和谐振电容Cr都参与谐振。谐振电流对第二吸收电容C14充电，第一吸收电容C13开始放电。当第一吸收电容C13放电结束后，进入第一阶段从新开始。

电压反馈电路与主电路连接电路示意图如图7，电压反馈电路2采用5V--15W、+12V--10W两路输出电压作为反馈主电路输入，并加入25V3--10W的输出电压作为辅助反馈输入。电压反馈电路2包括标准源器件QF1，标准源器件QF1采用型号为TL431的基准源。供给功率单元控制器模拟调理电路使用的+12V--10W输出电压功率比较稳定，经第二电阻R82、第六电阻R86分压后输入到TLA31的参考电压输入端，用作TL431的参考电压输入。供链式变换器功率单元控制器数字控制电路使用的5V--15W输出电压，作为隔离线性光藕的输入电源，通过第三电阻R83和第二光藕DF2的二极管输入到TL431的阴极，第二光藕DF2的输入侧二极管两端并联第四电阻R84。三路25V输出电压是作为IGBT的驱动电源用，由于驱动电源往往是脉冲形式的，所以波动也比较大，控制不好会影响链式变换器功率单元的运行，故取三路25V输出电压中功率最大的25V3--10W输出电压作为附加反馈回路，该反馈作为5V--15W输出电压主反馈的补充，可以有效抑制驱动电源的波动。25V3--10W输出电压通过第一电阻R81和第一光耦DF1的输入侧二极管形成辅助反馈输入，第一光耦DF1、第二光藕DF2的输出侧三极管由15VF--5W输出电压供电，第一光耦DF1、第二光藕DF2的输出侧三极管的发射极分别与第七电阻R87、第八电阻R88的一端连接，第七电阻R87、第八电阻R88的另一端相互连接形成反馈电压输出端Vout，该反馈电压输出端Vout通过第九电阻R89接直流输入电压的负极。

反馈电压输出端Vout的输出电压接入控制驱动电路7中控制芯片的信号反馈管脚，控制芯片根据此电压输出相应频率的MOSFET管驱动脉冲对第一MOSFET开关管Q1、第二MOSFET开关管Q2的栅极分别进行控制，最终稳定输出电压。图中第一回授电容CF1、第五电阻R85和第二回授电容CF2构成了回授电路补偿以稳定控制驱动电路。

功率单元中4个IGBT的驱动在开通时需要正电压，关断时则需要负电压，如果采用2个正负输出电压组合为一个供电源的话，对一个单相全桥电路4个IGBT来说就很不经济。所以，本发明中采用稳压管钳位的方式，使输出的电压有一个悬浮的中性点，两端相对中性点是一正(+15V)一负(-10V)的电压。如图8所示为钳位电路6与主电路连接电路示意图，仅以25V1--5W输出电路为例：钳位电路6包括分压电阻R31和稳压管D33，分压电阻R31的一端连接25V1输出的正端，另一端连接稳压管D33的负极，稳压管D33的正极连接25V1输出的负端，分压电阻R31、稳压管D33的两端分别并联有第三滤波电容C33、第四滤波电容C34。单相全桥电路共需3组这样的电路，所以开关电源3组25V输出电路均采用了上述钳位电路输出方式，从而得到3组相互隔离的正负输出。

控制驱动电路7由开关死区时间设置、最大频率设置、软启动设置、故障持续时间设置等运行参数设置电路组成，仅仅需要设置匹配的电阻、电容器。本具体实施方式控制驱动电路7的核心采用NCP1396型号控制芯片，控制芯片功能管脚示意图见图11。其中：

管脚1 Css：软启动功能，确定软启动的持续时间。

管脚2 Fmax：最大频率设定功能，通过一个电阻来设定芯片的最大工作频率。

管脚3 Ctimer：错误持续时间设定功能，可以设定慢速错误的持续时间。

管脚4 Rt：时标电阻，连接一个电阻到这个管脚，设定最小震荡器频率到VFB＝1V

管脚5 BO：反馈端，起到低电压保护的作用，当该引脚电压高于限定值时，芯片才正常工作，低于限定值时，封锁输出。

管脚6 FB：反馈端，增大该管脚的注入电流，使振荡频率增加直到最大频率。

管脚7 DT：死区时间设定，通过一个电阻来设定死区持续时间。

管脚8 Fast Fault：检测快速错误，起到快速停止芯片工作的作用。当检测到快速错误发生，停止芯片工作，错误消除后，重新软启动芯片。用作过电压保护。

管脚9 Slow Fault：检测慢速错误。当检测到有慢速错误时，计时器开始倒数计时，末了如果错误还没有消失，则关闭芯片。用作过电流保护。

管脚10 Gnd：芯片接地端。

管脚11 Mlower：低端输出驱动信号，驱动低端的MOSFET。

管脚12 VCC：提供芯片工作电压。

管脚14 HB：半桥结构连接端，在半桥结构变换器中，连接到半桥中间端。

管脚15 Mupper：高端输出驱动信号，驱动高端的MOSFET。

管脚16 Vboot：为高端提供悬浮的Vcc电压。

过流保护电路与主电路连接示意图如图9所示，过流保护电路3连接在主电路1的谐振电容Cr两端，由电容器C91、C92，电阻R97、R98和二极管D91、D92组成。过流保护电路3的输出电压Iout连接到控制驱动电路7的控制芯片NCP1396的SlowFault端，当主电路1的电流过大时，输出电压Iout超过门限值，控制芯片NCP1396通过软关断保护主电路。

图10为低压监测电路、过压保护电路与主电路连接电路图。低压监测电路4通过电阻R95、R96对直流母线电压分压后，低压检测端Vout1输出低压检测信号到控制芯片NCP1396的BO端，当电压过低时，NCP1396的BO端电压过低，NCP1396控制MOSFET管关断，实现低压保护功能。过压保护电路5与5V--15W输出电路连接，主要由过压保护电路用稳压管ZF、光藕DF3、三极管QF2及电阻R91、R92、R93组成。当开关电源输出的5V电压过高时，光藕DF3中输入侧二极管的电流迅速增大，光藕DF3输出侧电流也一起增大，使得三极管QF2中集电极流过的电流增大，由于低压检测端Vout1同时作为过压检测端，过压检测端Vout1的电压增加，NCP1396的BO端检测到该电压后，控制MOSFET管关断，实现过压保护功能。热敏电阻R94为负温度系数的热敏电阻，其反映MOSFET管的温度，当温度过高时，随其电阻的变化三极管QF2集电极流过的电流增大，过压检测端Vout1电压增加，NCP1396的BO端检测到该电压后，控制MOSFET管关断，保护开关电源。

Claims (6)

1.一种链式变换器功率单元控制器用开关电源，包括主电路(1)、电压反馈电路(2)、过流保护电路(3)、低压监测电路(4)、过压保护电路(5)和控制驱动电路(7)，其特征在于：所述主电路(1)的电源输入端连接直流输入电压(VDC)，所述主电路(1)包括7个电压输出端，分别提供5V--15W、25V1--5W、25V2--5W、25V3--10W、+12V--10W、-12V--5W、15VF--5W输出电压，其中，25V1--5W、25V2--5W、25V3--10W电压输出端分别连接有钳位电路(6)，5V--15W、+12V--10W、15VF--5W电压输出端分别对应连接至电压反馈电路(2)的5V--15W、+12V--10W、15VF--5W电压反馈输入端；所述过流保护电路(3)的过流检测输入端连接主电路(1)的过流检测输出端；所述低压监测电路(4)的输入端连接直流输入电压(VDC)；所述电压反馈电路(2)、过流保护电路(3)、低压监测电路(4)、过压保护电路(5)的输出端分别对应连接至控制驱动电路(7)的电压反馈控制输入端、过流控制输入端、低压控制输入端和过压控制输入端，控制驱动电路(7)的输出端连接主电路(1)的控制驱动输入端。

2.如权利要求1所述的链式变换器功率单元控制器用开关电源，其特征在于所述主电路(1)包括直流母线滤波电路(101)、LLC谐振电路(102)和多路输出电路(103)，直流母线滤波电路(101)用于对直流输入电压(VDC)进行滤波，所述直流输入电压(VDC)由链式变换器功率单元中直流滤波串联电容器组的最后一个电容提供，直流母线滤波电路(101)的直流正、负母线输出端分别与LLC谐振电路(102)的直流正、负母线输入端连接，LLC谐振电路(102)包括隔离变压器，LLC谐振电路(102)通过所述隔离变压器与多路输出电路(103)耦合，所述多路输出电路(103)由隔离变压器的多路二次绕组及二次绕组的整流滤波电路组成，多路输出电路(103)的7个输出端作为主电路(1)的7个电压输出端。

3.如权利要求2所述的链式变换器功率单元控制器用开关电源，其特征在于所述LLC谐振电路(102)还包括第一MOSFET开关管(Q1)、第二MOSFET开关管(Q2)和谐振电容(Cr)，所述第一MOSFET开关管(Q1)的源极连接第二MOSFET开关管(Q2)的漏极，第一MOSFET开关管(Q1)的漏极、第二MOSFET开关管(Q2)的源极分别作为所述LLC谐振电路(102)的直流正、负母线输入端，所述第一MOSFET开关管(Q1)和第二MOSFET开关管(Q2)的栅极由控制驱动电路(7)分别进行控制，所述第一MOSFET开关管(Q1)和第二MOSFET开关管(Q2)中每一个的源极和漏极之间分别连接有吸收电容，所述隔离变压器的一次绕组的同名端通过谐振电容(Cr)与第二MOSFET开关管(Q2)的漏极连接，该一次绕组的异名端与第二MOSFET开关管(Q2)的源极连接。

4.如权利要求1所述的链式变换器功率单元控制器用开关电源，其特征在于所述钳位电路(6)包括分压电阻和稳压管，分压电阻的一端连接输出电压的正极，另一端连接稳压管的负极，稳压管的正极连接输出电压的负极，分压电阻和稳压管的两端分别并联有电容。

5.如权利要求1所述的链式变换器功率单元控制器用开关电源，其特征在于所述电压反馈电路(2)采用5V--15W、+12V--10W两路输出电压作为反馈主电路输入，并加入25V3--10W的输出电压作为辅助反馈输入，所述电压反馈电路(2)包括标准源器件(QF1)，+12V--10W输出电压经第二电阻(R82)、第六电阻(R86)分压后输入到标准源器件(QF1)的参考电压输入端，用作标准源器件(QF1)的参考电压输入，5V--15W输出电压通过第三电阻(R83)和第二光藕(DF2)的二极管输入到标准源器件(QF1)的阴极，第二光藕(DF2)的二极管两端并联第四电阻(R84)，25V3--10W输出电压通过第一电阻(R81)和第一光耦(DF1)的二极管形成辅助反馈输入，第一光耦(DF1)、第二光藕(DF2)的三极管由15VF--5 W输出电压供电，第一光耦(DF1)、第二光藕(DF2)的发射极分别与第七电阻(R87)、第八电阻(R88)的一端连接，第七电阻(R87)、第八电阻(R88)的另一端相互连接形成反馈电压输出端(Vout)，该反馈电压输出端(Vout)通过第九电阻(R89)接直流输入电压(VDC)的负极(N)。

6.如权利要求5所述的链式变换器功率单元控制器用开关电源，其特征在于所述标准源器件(QF1)采用型号为TL431的基准源。

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