CN105684287A - 用于谐振转换器的栅驱动装置 - Google Patents

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Abstract

一种驱动器，包括：耦合在偏置电压和接地之间的桥，其中所述桥包括串联且耦合在所述偏置电压和接地之间的第一开关和第二开关，以及串联且耦合在所述偏置电压和接地之间的第三开关和第四开关；耦合到所述桥的谐振器件，其中所述谐振器件包括固定电容、栅电容、磁化电感；耦合到所述谐振器件的转换器，所述转换器包括初级绕组和多个次级绕组。

Description

用于谐振转换器的栅驱动装置
技术领域
本发明涉及一种谐振转换器，以及在特定实施例中，涉及一种谐振转换器的无损栅驱动器。
背景技术
电信网络电源系统通常包括用于将AC公用设施管线的电源转换为48VDC配电总线的AC-DC级和将所述48VDC配电总线转换为用于所有类型电信负载的多个电压电平的DC-DC级。这两级可以包括隔离的DC-DC转换器。可以通过不同的功率拓扑实现隔离的DC-DC转换器，例如反激转换器、正激转换器、半桥转换器、全桥转换器和电感-电感-电容(inductor-inductor-capacitor，LLC)谐振转换器等。
随着技术的进一步发展，总线转换器已广泛用于电信行业。总线电压可以分为三类：从48V输入DC电源转换而来的12V总线电压、从380V输入DC电源转换而来的48V总线电压，以及从380V输入DC电源转换而来的12V总线电压。总线转换器不仅将输入电压从高电平转换为低电平，而且通过磁性器件如转换器等提供隔离。
中间总线电压如12V可以充当多个下行非隔离功率转换器的输入电源总线。所述下行非隔离功率转换器可以作为如降压转换器的降压DC/DC转换器、如升压转换器的升压DC/DC转换器、线性调节器和/或它们的任一组合等加以实现。所述下行非隔离功率转换器在严格的控制回路下运行，使得将充分调节的输出电压馈入到它们各自的负载中。
随着功耗变得愈发重要，需要有具备高功率密度和高效率的总线转换器。由于LLC谐振转换器能够通过零电压开关和/或零电流开关来减少开关损耗，LLC谐振转换器已经成为实现高性能(如高功率密度和高效率)的首选。
发明内容
通过本发明优选实施例提供的用于电感-电感-电容(inductor-inductor-capacitor，LLC)谐振功率转换器的无损栅驱动电路，这些和其他问题一般得到解决或避免，且通常实现了技术优势。
根据一实施例，一种驱动器，包括：耦合在偏置电压和接地之间的桥，其中所述桥包括串联且耦合在所述偏置电压和接地之间的第一开关和第二开关，以及串联且耦合在所述偏置电压和接地之间的第三开关和第四开关；耦合到所述桥的谐振器件，其中所述谐振器件包括固定电容、栅电容和磁化电感；耦合到所述谐振器件的转换器，所述转换器包括初级绕组和多个次级绕组。
根据另一实施例，一种系统，包括谐振转换器，其中所述谐振转换器包括：开关网络，其包括串联且耦合到输入电源的第一开关和第二开关，以及串联且耦合到所述输入电源的第三开关和第四开关；连接在所述开关网络和转换器原边之间的谐振槽；耦合到所述转换器副边的整流器。
所述系统还包括耦合到所述谐振转换器的驱动器，其中所述驱动器包括：耦合在偏置电压和接地之间的桥，所述桥包括串联且耦合在所述偏置电压和接地之间的第一驱动器开关和第二驱动器开关，以及串联且耦合在所述偏置电压和接地之间的第三驱动器开关和第四驱动器开关；耦合到所述桥的谐振器件，其中所述谐振器件包括固定电容、磁化电感以及所述开关网络和所述整流器的栅电容；耦合到所述谐振器件的信号转换器，其中所述信号转换器包括初级绕组和多个次级绕组。
根据又一实施例，一种方法，包括提供谐振转换器，其中所述谐振转换器包括：含第一高边开关、第二高边开关、第一低边开关和第二低边开关的开关网络；耦合在所述开关网络和转换器之间的谐振槽；耦合到所述转换器副边的整流器。
所述方法还包括：将驱动器耦合到所述开关网络和所述整流器，其中所述驱动器包括耦合到所述整流器的第一绕组、耦合到所述第一高边开关的第二绕组，以及耦合到所述第二高边开关的第三绕组；检测指示所述驱动器软开关过程的信号；调节所述驱动器的谐振频率直到所述驱动器的谐振频率和所述谐振转换器的开关频率大致匹配。
本发明优选实施例的优势在于通过无损栅驱动电路提高了LLC谐振转换器的效率。
上述宽泛地概括了本发明实施例的特征和技术优势，以便能够更好理解以下本发明详细描述。下文将对本发明其他的特征和优势进行说明，这也构成了本发明权利要求的主题。本领域的技术人员应当理解，所公开的概念和特定实施例易被用作修改或设计其他实现与本发明相同的目的的结构或过程的基础。本领域的技术人员还应当意识到，这种等同构造不脱离所附权利要求书所阐述的本发明的精神和范围。
附图说明
为了更完整地理解本发明及其优势，现在参考下文结合附图进行的描述，其中：
图1为本发明各实施例提供的一种LLC谐振转换器的框图；
图2为本发明各实施例提供的图1示出的所述LLC谐振转换器的示意图；
图3为本发明各实施例提供的图2示出的所述驱动器的第一种示例性实现方式；
图4为本发明各实施例提供的图2示出的所述驱动器的第二种示例性实现方式；
图5为本发明各实施例提供的图2示出的所述驱动器的第三种示例性实现方式；
图6为本发明各实施例提供的图2示出的所述驱动器的第四种示例性实现方式；
图7为本发明各实施例提供的图2示出的所述驱动器的第五种示例性实现方式；
图8为本发明各实施例提供的图2示出的所述驱动器的第六种示例性实现方式；
图9为本发明各实施例提供的具有最大效率点追踪(maximumefficiencypointtracking，MEPT)控制机制的无损栅驱动电路的示意图；
图10为本发明各实施例提供的图9中所述无损栅驱动电路的谐振过程检测曲线图；
图11为本发明各实施例提供的图9中所述无损栅驱动电路的另一谐振过程检测曲线图；
图12为本发明各实施例提供的图9中所述无损栅驱动电路的开关波形。
除非另有指示，否则不同图中的对应标号和符号通常指代对应部分。绘制各图是为了清楚地说明实施例的相关方面，因此未必是按比例绘制的。
具体实施方式
下文将详细论述当前优选实施例的制作和使用。然而，应了解，本发明提供可在各种具体上下文中体现的许多适用的发明性概念。所论述的具体实施例仅仅说明用以实施和使用本发明的具体方式，而不限制本发明的范围。
下面结合特定环境中的优选实施例，即用于电感-电感-电容(inductor-inductor-capacitor，LLC)谐振转换器的无损栅驱动器，对本发明进行描述。然而，本发明还可以应用到各种谐振转换器。以下将结合附图详细说明各实施例。
图1为本发明各实施例提供的一种LLC谐振转换器的框图。所述LLC谐振转换器200耦合在输入DC电源101和负载111之间。所述输入DC电源101可以是将公用设施管线电压转换为DC电压的电信电源。可选地，所述输入DC电源101可以是太阳板阵列。此外，所述输入DC电源101可以是蓄能器件，如充电电池和/或燃料电池等。所述负载111表示耦合到所述LLC谐振转换器200的电路所消耗的功率。可选地，所述负载111可以指耦合到所述LLC谐振转换器200的输出端的下行转换器。
所述LLC谐振转换器200可以包括开关网络102、谐振槽104、转换器112、整流器114和输出滤波器116。如图1所示，所述开关网络102、所述谐振槽104、所述转换器112、所述整流器114和所述输出滤波器116之间相互耦合且在所述输入DC电源101和所述负载111之间级联。
根据一些实施例，所述开关网络102可以包括全桥谐振转换器的原边开关。可选地，所述开关网络102可以有其他桥转换器如半桥谐振转换器和推挽式谐振转换器等的原边开关。以下结合图2详细描述所述开关网络102的配置。
所述谐振槽104可以通过各种方式实现。例如，主谐振槽包括串联谐振电感、并联谐振电感和串联谐振电容(分别如图2所示)。
所述串联谐振电感和所述并联谐振电感可以作为外部电感实现。本领域的技术人员认识到会有许多变化、可替代方案和修改。例如，所述串联谐振电感可以作为所述转换器112的漏电感加以实现。
总之，所述谐振槽104包括三个主要的谐振组件：所述串联谐振电感、所述串联谐振电容和所述并联谐振电感。这种配置通常称为LLC谐振转换器。根据所述LLC谐振转换器的运行原理，在与所述谐振槽104的谐振频率大约相等的开关频率上，所述谐振槽104有助于实现原边开关组件的零电压开关和副边开关组件的零电流开关。
所述LLC谐振转换器200还可以包括转换器112、整流器114和输出滤波器116。所述转换器112提供所述LLC谐振转换器200的原边和副边之间的电隔离。根据一实施例，所述转换器112可以由两个转换器绕组组成：初级转换器绕组和次级转换器绕组。可选地，所述转换器112可以有中心抽头次级绕组，所以有三个转换器绕组，包括初级转换器绕组、第一次级转换器绕组和第二次级转换器绕组。
需要注意的是，以上描述的所述转换器和整个描述都仅是举例，而不是过度限制所述权利要求的范围。本领域的一般技术人员将认识到会有许多变化、可替代方案和修改。例如，所述转换器112还可以包括各种偏置绕组和栅驱动辅助绕组。
所述整流器114将从所述转换器112的输出端接收到的交流双极波形转换为单极波形。当所述转换器112有中心抽头次级绕组时，所述整流器114可以由一对开关组件组成，如n型金属氧化物半导体(n-typemetaloxidesemiconductor，NMOS)晶体管。可选地，所述整流器114可以由一对二极管组成。另一方面，当所述转换器112由单个次级绕组组成时，所述整流器114可以是耦合到所述转换器112的所述单个次级绕组的全波整流器。
此外，所述整流器114可以由其他类型的可控器件组成，如金属氧化物半导体场效应管(metaloxidesemiconductorfieldeffecttransistor，MOSFET)器件、双极型晶体管(bipolarjunctiontransistor，BJT)器件、超结晶体管(superjunctiontransistor，SJT)器件、绝缘栅极双极型晶体管(insulatedgatebipolartransistor，IGBT)器件和/或基于氮化镓(galliumnitride，GaN)的功率器件等。所述整流器114的详细运行和结构在本领域是众所皆知的，此处不再论述。
所述输出滤波器116用于减弱所述LLC谐振转换器200的开关纹波。根据隔离的DC/DC转换器的运行原理，所述输出滤波器116可以是由电感和多个电容组成的L-C滤波器。本领域的技术人员会认识到一些隔离的DC/DC转换器拓扑如正激转换器可能需要L-C滤波器。另一方面，一些隔离的DC/DC转换器拓扑如LLC谐振转换器可以包括由电容组成的输出滤波器。本领域的技术人员还将会认识到根据需要，不同的输出滤波器配置应用于不同的功率转换器拓扑。所述输出滤波器116的配置变化在本发明各实施例的范围内。
图2为本发明各实施例提供的图1示出的所述LLC谐振转换器的示意图。所述开关网络102包括四个开关组件：Q1、Q2、Q3和Q4。如图2所示，第一对开关组件Q1和Q2串联。第二对开关组件Q3和Q4串联。所述开关组件Q1和Q2的公共节点耦合到所述谐振槽104的第一输入端T1。同样地，所述开关组件Q3和Q4的公共节点耦合到所述谐振槽104的第二输入端T2。
所述开关组件Q1、Q2、Q3和Q4组成全桥谐振转换器的原边开关网络。根据一些实施例，所述开关组件Q1、Q2、Q3和Q4作为并联的一个或多个MOSFET和/或它们的任一组合等加以实现。
根据可选的实施例，所述主开关(如开关Q1)可以是绝缘栅极双极型晶体管(insulatedgatebipolartransistor，IGBT)器件。可选地，所述主开关可以是任何可控开关，如集成门极换流晶闸管(integratedgatecommutatedthyristor，IGCT)器件、门极可关断晶闸管(gateturn-offthyristor，GTO)器件、硅控整流器(siliconcontrolledrectifier，SCR)器件、结型场效应管(junctiongatefieldeffecttransistor，JFET)器件、MOS控制的晶闸管(MOScontrolledthyristor，MCT)器件和/或基于氮化镓(galliumnitride，GaN)的功率器件等。
需要注意的是，虽然整个描述中的示例是基于全桥LLC谐振转换器(如图2示出的全桥LLC谐振转换器)，但是图2示出的所述全桥LLC谐振转换器200可以有许多变化、可替代方案和修改。例如，可以选择性地采用半桥转换器和推挽式转换器。此处所描述的所述全桥谐振转换器仅限于清楚地说明所述各实施例的创新方面的目的。本发明不限于任何特定的功率拓扑。
还需要注意的是，虽然图2描述了Q1、Q2、Q3和Q4四个开关，但是本发明各实施例可以包括其他变化、修改和可替代方案。例如，单独的电容可以和所述原边开关网络的每个开关并联。这种单独的电容有助于更好地控制所述LLC谐振转换器200的谐振过程的时间。
图2进一步说明耦合在所述开关网络102和所述转换器112之间的所述谐振槽104。所述谐振槽104由串联谐振电感Lr、串联谐振电容Cr1和并联电感Lm组成。如图2所示，所述串联谐振电感Lr和所述串联谐振电容Cr1串联且还耦合到所述转换器112的原边。
需要注意的是，虽然图2示出所述串联谐振电感Lr是独立部件，但是所述串联谐振电感Lr可以被所述转换器112的所述漏电感替代。换言之，所述漏电感(未示出)可以充当所述串联谐振电感Lr。
所述转换器112可以由初级绕组和中心抽头次级绕组组成。如图2所示，所述初级绕组耦合到所述谐振槽104的端T3和T4。所述次级绕组通过所述整流器114耦合到所述负载111，其中所述整流器114由开关S1和S2组成。在整个描述中，由开关S1和S2组成的所述整流器114也可以指同步整流器114。
需要注意的是，图2示出的所述转换器的结构仅是示例。本领域的技术人员认识到会有许多可替代方案、变化和修改。例如，所述转换器112的副边可以是单个绕组。因此，所述副边可以采用由四个开关组件组成的同步整流器(又称全波整流器)。耦合到单个次级绕组或中心抽头转换器副边的同步整流器的运行原理是众所皆知的，此处不再进一步论述。
还需要注意的是，所述LLC谐振转换器200的功率拓扑不仅可以应用到图2示出的所述整流器，还可以应用到其他从配置，例如倍压整流器、倍流整流器和/或它们的任一组合等。
图2还进一步说明可以包括驱动器202的所述LLC谐振转换器200。如图2所示，所述驱动器202能够为所述主开关Q1、Q2、Q3和Q4以及所述辅开关S1和S2生成六个栅驱动信号。由于所述驱动器202可以向所述原边开关和所述副边开关均提供栅驱动信号，所述驱动器202可以包括隔离器件，如信号转换器等。在一些实施例中，所述驱动器202是无损栅驱动器。在整个描述中，所述驱动器202也可以指所述无损栅驱动器202。以下结合图3-9描述所述驱动器202的若干示例性实现方式。
本领域的技术人员会认识到向所述原边和所述副边均提供驱动信号的单个驱动器(如图2示出的驱动器202)仅是生成所述驱动信号的一种方式，可以采用其他可替代的驱动器(如采用两个单独的驱动器)，且为实现本功能，可以采用其他电路(如无损栅驱动电路和脉冲宽度调制(pulse-widthmodulation，PWM)栅驱动电路等)。
图3为本发明各实施例提供的图2示出的所述驱动器的第一种示例性实现方式。在一些实施例中，所述驱动器300是无损栅驱动器。在整个描述中，所述驱动器300也可以指所述无损栅驱动器300。
所述无损栅驱动器300包括H桥302、谐振槽304和信号转换器306。如图3所示，所述H桥302由晶体管M17、M18、M19和M20组成。晶体管M17和晶体管M18在偏置电压VB和接地之间串联。如图3所示，将晶体管M17和晶体管M18的公共节点定义为G26。在一些实施例中，G26被用作第一低边栅驱动信号(如用于图2示出的所述开关Q2的所述栅驱动信号)。
晶体管M19和晶体管M20在所述偏置电压VB和接地之间串联。如图3所示，将晶体管M19和晶体管M20的公共节点定义为G48。在一些实施例中，G48被用作第二低边栅驱动信号(如用于图2示出的所述开关Q4的所述栅驱动信号)。
根据一些实施例，晶体管M17、M18、M19和M20作为N沟道MOSFET、P沟道MOSFET和/或它们的任一组合等加以实现。在一些实施例中，晶体管M17和M19是由多个窄PWM脉冲驱动。所述窄PWM脉冲的占空比范围大约介于5％到25％。可选地，所述窄PWM脉冲的占空比可能小于40％。晶体管M18和M20是由多个宽PWM脉冲驱动。所述宽PWM脉冲的占空比大约等于50％。
需要注意的是，可以调节所述晶体管M17和M19的占空比。更具体地，为提高所述LLC谐振转换器200的所述开关的栅驱动速度，可以相应地调节所述晶体管M17和M19的占空比。在可选的实施例中，可以调节所述晶体管M18和M20的占空比来实现更好的栅驱动性能。可以将所述晶体管M18和M20的占空比范围调节到大约介于40％到60％。需要注意的是，所述晶体管M18和M20的占空比大于所述晶体管M17和M19的占空比。
所述谐振槽304可以包括电容C1、所述信号转换器306的所述磁化电感(未示出)和所述LLC谐振转换器200的所述主电源开关(如图2示出的Q1、Q2、Q3、Q4、S1和S2)的寄生栅电容(未示出)。在一些实施例中，C1的电容等于3nF。
在运行中，所述磁化电感、所述电容C1和所述寄生电容可以形成谐振过程，其中谐振电感电流可以对所述LLC谐振转换器200的所述主电源开关(如图2中的Q1)的所述栅电容进行充放电。在所述谐振过程中，所述谐振槽304有助于将所述主电源开关的栅极上的部分电能返回到所述电源如所述偏置电压VB。因此，恢复了部分所述栅驱动电能，以实现无损栅驱动。
需要注意的是，电容C36不是所述谐振槽304的一部分。所述电容C36有助于平衡所述信号转换器306的磁通量。在一些实施例中，C36的电容等于100nF。
所述信号转换器306包括初级绕组DPri、第一次级绕组DSec_1、第二次级绕组DSec_2和第三次级绕组DSec_3。在一些实施例中，G15和Vs1上的输出电压用于驱动第一高边开关(如图2示出的开关Q1)。G37和Vs2上的输出电压用于驱动第二高边开关(如图2示出的开关Q3)。SGP和SGN上的信号用于分别驱动所述辅开关S1和S2。需要注意的是，当图3示出G26被用作所述第一低边栅驱动信号(如用于图2示出的所述开关Q2的所述栅驱动信号)，且G48被用作第二低边栅驱动信号(如用于图2示出的所述开关Q4的所述栅驱动信号)时，图2中的所述低边开关如Q2和Q4可以被图3示出的绕组如DSec_1和DSec_2驱动。换言之，G15和G37上的所述输出电压可以用于驱动低边开关。
所述低边开关、高边开关和所述副边开关(所述主LLC谐振转换器如图2示出的所述LLC谐振转换器200的电源开关)的栅驱动额定电压(如起始电压阈值)与所述信号转换器306的匝数比相关。
将所述低边开关如Q2和Q4的栅驱动起始电压阈值定义为Vth_PS_L。将所述第一高边开关如Q1的栅驱动起始电压阈值定义为Vth_PS_H1。将所述第二高边开关如Q3的栅驱动起始电压阈值定义为Vth_PS_H2。将所述副边开关如S1和S2的栅驱动起始电压阈值定义为Vth_SS。
在一些实施例中，所述信号转换器306的所述匝数比(Dpri/DSec_1/DSec_2)大约等于Vth_PS_L/Vth_PS_H1/Vth_PS_H2。所述匝数比(Dpri/DSec_3)大于或等于Vth_PS_L/Vth_SS。
所述偏置电压VB不是固定的。根据不同运行模式，VB的电压电平可以变化。例如，在所述LLC谐振转换器200的启动过程中，VB可以变化。此外，由于不同的负载状态，VB可以变化。当所述LLC谐振转换器200在轻负载状态下运行时，VB可能处于低电压电平。另一方面，当所述LLC谐振转换器200在全/重负载状态下运行时，VB可能处于高电压电平。
图4为本发明各实施例提供的图2示出的所述驱动器的第二种示例性实现方式。除了图3示出的电容C1被两个电容替代，图4示出的所述驱动器400与图3示出的所述驱动器300类似。如图4所示，第一电容C1与所述晶体管M18并联。第二电容C3与所述晶体管M20并联。在一些实施例中，所示第一电容C1的电容等于所述第二电容C3的电容。具体地，所述第一电容C1的电容等于6nF。所述第二电容C2的电容等于6nF。
需要注意的是，以上给出的所述值仅是用于说明目的，而不是将本发明各实施例限于任何特定的值。本领域的技术人员会认识到根据不同应用和设计需求，以上列举的所述电阻和电容可以改为不同的值。
在运行时，所述磁化电感、所述第一电容C1、所述第二电容C3和所述主电源开关的所述寄生电容可以形成谐振过程，其中谐振电感电流可以对所述主电源开关(如图2中的Q1)的栅电容进行充放电。在所述谐振过程中，由C1和C3组成的所述谐振槽、所述磁化电感和所述寄生电容可以有助于将所述主电源开关的所述栅极上的部分电能返回到所述电源如所述偏置电压VB。因此，恢复了部分所述栅驱动电能，以实现无损栅驱动。
需要注意的是，虽然图4示出C1与所述晶体管M18并联，C3与所述晶体管M20并联，但是本领域的技术人员会认识到图4示出的所述配置仅是举例。会有许多可替代方案、变化和修改。例如，C1和C3分别和晶体管M17和M19并联。此外，C1可以和M17并联，C3可以和M20并联。可选地，C1可以和M18并联，C3可以和M19并联。
图5为本发明各实施例提供的图2示出的所述驱动器的第三种示例性实现方式。除了所述第一电容C1和所述第二电容C3分别与所述晶体管M17和所述晶体管M19并联，图5示出的所述驱动器500与图4示出的所述驱动器400类似。在一些实施例中，所述第一电容C1的电容等于6nF。所述第二电容C2的电容等于6nF。所述驱动器500的运行原理与4示出的所述驱动器400类似，为避免不必要的重复，此处不再进一步论述。
图6为本发明各实施例提供的图2示出的所述驱动器的第四种示例性实现方式。除了所述第一电容C1和所述第二电容C3分别与所述晶体管M15和所述晶体管M24串联，图6示出的所述驱动器600与图4示出的所述驱动器400类似。由于通过打开/关闭所述晶体管M15，所述第一电容C1是可开关的，所述串联的C1和M15也可以指开关电容C1。同样地，在整个描述中，所述串联的C3和M24也可以指开关电容C3。
需要注意的是，虽然图6示出了与所述晶体管(如晶体管M1)并联的单个开关电容(如开关电容C1)，但是所述驱动器600可以包括任意数量的开关电容。换言之，可以有多个与所述驱动器600的所述晶体管(如M18和M20)并联的多个开关电容。
在运行中，为响应来自控制器(未示出)的频率调节请求，通过打开/关闭所述开关(如M15和M24)，与各个晶体管(如M18和M20)连接的实际电容可以变化。因此，所述驱动器600的所述谐振过程可以微调以便与所述LLC谐振转换器200的所述谐振槽104的谐振频率匹配。以下将结合图9-11来描述将这种控制机制应用到无损栅驱动器的示例。
需要注意的是，虽然图6示出所述开关电容C1与所述晶体管M18并联且所述开关电容C3与所述晶体管M20并联，但是本领域的技术人员会认识到图6示出的所述配置仅是举例。会有许多可替代方案、变化和修改。例如，所述开关电容C1和C3分别与晶体管M17和M19并联。此外，所述开关电容C1可以和M17并联，所述开关电容C3可以和M20并联。可选地，所述开关电容C1可以和M18并联，所述开关电容C3可以和M19并联。此外，所述电容C12可以被开关电容如所述开关电容C1替代。此外，开关电容可以和所述电容C12并联。
图7为本发明各实施例提供的图2示出的所述驱动器的第五种示例性实现方式。除了将所述电容C6和C9添加到所述信号转换器的其中一个所述副边绕组，图7示出的所述驱动器700与图4示出的所述驱动器400类似。在一些实施例中，所述第一电容C6的电容等于47nF。所述第二电容C9的电容等于47nF。
如图7所示，电容C6和C9与所述副边绕组DSec_3串联。在一些实施例中，根据不同应用和设计需求，可以有与所述电容(如电容C6)并联的电阻(未示出)。所述电容C6和C9可以充当分压器，通过所述分压器可以相应地控制所述栅驱动电压电平和速度。
此外，当所述信号转换器的精确匝数比不可行时，由C6和C9组成的所述分压器可以有助于提供合适的栅驱动电压。例如，如以上结合图3所描述，可以使得所述信号转换器306的所述匝数比(Dpri/DSec_3)等于Vth_PS_L/Vth_SS。然而，在一些应用中，获得所述精确匝数比是不可行的。引入所述分压器是为了进一步微调施加在所述功率开关的所述栅极的电压，使得在所述驱动器输出端上的所述栅驱动电压与所述LLC谐振转换器200的各自的起始电压阈值匹配。需要注意的是，如有需要，这种技术应用到用于所述原边开关的所述栅驱动绕组。
图8为本发明各实施例提供的图2示出的所述驱动器的第六种示例性实现方式。除了将两个额外的电容C10和C11分别添加到所述副边绕组DSec_1和DSec_2，图8示出的所述驱动器800与图7示出的所述驱动器700类似。在一些实施例中，所述第一电容C10的电容等于47nF。所述第二电容C11的电容等于47nF。
在一些实施例中，所述电容C10和C11可以充当分压器，通过所述分压器可以相应地控制所述栅驱动速度。
图9为本发明各实施例提供的具有最大效率点追踪(maximumefficiencypointtracking，MEPT)的无损栅驱动电路的示意图。所述无损栅驱动电路900包括H桥901、谐振器件、信号转换器903、次级905、MEPT检测器902和控制电路904。
所述H桥901包括四个开关：Q1、Q2、Q3和Q4。这四个开关的连接和运行原理与图3示出的类似，此处不再论述。
所述谐振器件可以包括固定电容、耦合到所述无损栅驱动电路900的所述输出端上的所述电源开关(未示出)的寄生电容、电感L4和可调电容。
所述固定电容由电容C6和电容C8组成。如图9所示，所述电容C6与所述开关Q3并联。所述电容C8与所述开关Q2并联。
需要注意的是，图9示出的所述无损栅驱动电路900的所述固定电容仅是举例。所述电容的其他配置如图3-8示出的所述固定电容配置也在本发明考虑的范围内。
所述可调电容可以作为与所述电容C8并联的多个电容加以实现。更具体地，各个电容(如电容Cn)与辅助开关(如Sn)串联以形成开关电容。当打开所述辅助开关时，所述开关电容与所述电容C8并联。因此，增加了所述谐振器件的总电容。另一方面，当关闭所述辅助开关，所述开关电容与所述谐振器件断开。因此，减少了所述谐振器件的所述总电容。如图9所示，可以有多个电容，且它们各自的辅助开关与所述电容C8并联。在一些实施例中，所述电容C8的电容等于1nF。如图9所示，多个开关电容可以形成开关电容组合，其与所述电容C8并联。通过打开/关闭所述开关电容组合的所述辅助开关，可以得到各种电容。
需要注意的是，图9示出的所述无损栅驱动电路900的所述开关电容组合仅是举例。所述开关电容组合的其他配置也在本发明考虑的范围内。例如，所述开关电容组合可以与所述电容C6并联。此外，两个开关电容组合可以分别与所述电容C6和所述电容C8并联。
在一些实施例中，所述信号转换器903的所述磁化电感大约为1.1uH。所述信号转换器903还可以包括与所述信号转换器903的所述原边串联的漏电感(未示出)。
所述信号转换器903包括初级绕组L1、第一次级绕组L2和第二次级绕组L3。根据一些实施例，所述信号转换器902的匝数比是5:3。
所述次级905有分别与所述信号转换器903的所述次级绕组L2和L3耦合的输入端和分别与所述LLC谐振转换器200的同步整流器的栅级耦合的输出Vgs31和Vgs32。
所述次级905包括电阻R1、R2、R3、R4、R13、R4和电容C3、C4、C17、C18。如图9所示，C3、C17、R3和R13可以形成第一分压器，根据不同应用和设计需要，通过所述第一分压器可以调节所述栅驱动电压Vgs31。同样地，C4、C18、R4和R14可以形成第二分压器，根据不同应用和设计需要，通过所述第二分压器可以调节所述栅驱动电压Vgs32。
如图9所示，所述MEPT检测器902检测节点A和节点B上的电压信号。在一些实施例中，当所述无损栅驱动电路900的谐振频率大约等于所述LLC谐振转换器200的所述谐振槽的开关频率时，则减少了节点A和节点B上所述电压的大小。另一方面，当所述无损栅驱动电路900的谐振频率远偏离所述LLC谐振转换器200的所述谐振槽的开关频率时，则增加了节点A和节点B上所述电压的大小。
在一些实施例中，所述MEPT检测器902检测节点A和节点B上的电压。所述MEPT检测器902将所述检测到的信号发送给所述控制电路904。所述控制电路904将所述检测到的信号与预先确定的阈值进行比较或找到所述检测到的信号的最低点。
所述检测到的信号的所述最低点表示所述驱动器的谐振频率大约等于所述谐振转换器的开关频率。如果所述检测到的信号大于所述最低点，所述控制电路904通过打开/关闭所述开关电容来调节所述驱动器的谐振频率直到所述驱动器的谐振频率和所述谐振转换器的开关频率大致匹配。因此，使得所述无损栅驱动电路900在与所述LLC谐振转换器200的开关频率接近的谐振频率上运行。该谐振频率有助于所述LLC谐振转换器和所述无损栅驱动电路900实现更高的效率。
具有图9示出的所述MEPT检测器902的一大特色在于：所述MEPT检测器902和所述控制电路904可以形成自适应控制回路。这样的自适应控制回路有助于使所述无损栅驱动电路900在与所述LLC谐振转换器200的开关频率匹配的谐振频率上运行。换言之，各种因素如噪音和/或寄生参数等会导致所述无损栅驱动电路900的所述实际谐振频率不等于基于理论模型计算出的所述固有谐振频率。基于所述MEPT检测器902实时检测到的信号，所述控制电路904可以使得所述无损栅驱动电路900在与所述LLC谐振转换器200的开关频率接近的谐振频率上运行。因此，所述无损栅驱动电路900能够动态地调节自己的谐振频率，使得所述无损栅驱动电路900和所述LLC谐振转换器200可以实现更高的效率。
所述MEPT检测器902包括整流器、去耦电容C5和C7、负载电阻R1和分压器/滤波电路。如图9所示，所述整流器包括C1、C2、D1和D2。所述整流器用来将节点A和节点B上的AC电压转换为DC电压。
所述分压器/滤波电路包括R2、R3和C3。R2和R3组成分压器。通过调节R2与R3的比值将合适的DC电压信号馈入到所述控制电路904。此外，C3、R2和R3可以组成滤波器来减弱噪声，使得所述控制电路904可以接收无噪DC信号。
在一些实施例中，R1的电阻等于330ohm。C1的电容等于1nF。C2的电容等于1nF。C3的电容等于2nF。C5的电容等于30pF。C7的电容等于30pF。R2的电阻等于20Kohm。R3的电阻等于2Kohm。
需要注意的是，以上给出的所述值仅是用于说明目的，而不是将本发明各实施例限于任何特定的值。本领域的技术人员会认识到根据不同应用和设计需求，以上列举的所述电阻和电容可以改为不同的值。
图10为本发明各实施例提供的图9中所述无损栅驱动电路的谐振过程检测曲线图。图10的横轴表示所述无损栅驱动电路900的所述谐振器件的电容。纵轴表示所述MEPT检测器902的输出端上的所述输出电压VS3(如图9所示)。
曲线1002表示所述MEPT检测器902的所述输出电压VS3。如图10所示，当所述谐振器件的电容大约为4nF时，所述输出电压VS3可以达到它的最低点1004。图10示出的所述最低点1004说明所述无损栅驱动电路900的谐振频率大约等于所述LLC谐振转换器200的开关频率。换言之，当所述输出电压VS3达到它的最低点1004时，所述LLC谐振转换器200和所述无损栅驱动电路900可以实现高效。
数字信号处理器(digitalsignalprocessor，DSP)可以用于通过打开/关闭图9示出的辅助开关来找到VS3的所述最低点和获得所述必要的电容。
图11为本发明各实施例提供的图9中所述无损栅驱动电路的另一谐振过程检测曲线图。图11的横轴表示所述无损栅驱动电路900的开关时间。所述横轴的单位为nS。纵轴表示所述MEPT检测器902的所述输出电压VS3上的电压。
曲线1102表示所述MEPT检测器902的所述输出电压VS3上的电压。如图11所示，当所述无损栅驱动电路900的开关时间大约为990nS时，所述输出电压VS3可以达到它的最低点1104。图11示出的所述最低点1104说明所述无损栅驱动电路900的谐振频率大约等于所述LLC谐振转换器200的开关频率。用于寻找所述最低点1104和调节所述谐振器件的电容的方法与图10示出的方法类似，此处不再论述。
图12为本发明各实施例提供的图9中所述无损栅驱动电路的开关波形。图12的横轴表示时段。所述横轴的单位为微秒。有五条纵轴。第一纵轴Y1表示所述无损栅驱动电路的所述H桥的第一组栅驱动信号。第二纵轴Y2表示所述无损栅驱动电路的所述H桥的第二组栅驱动信号。
第三纵轴Y3表示所述LLC谐振转换器200的低边栅驱动信号。第四纵轴Y4表示所述LLC谐振转换器200的高边栅驱动信号。第五纵轴Y5表示所述LLC谐振转换器200的副边栅驱动信号。
在一些实施例中，波形1202是图3示出的所述晶体管M19的栅驱动信号。波形1204是图3示出的所述晶体管M18的栅驱动信号。波形1212是图3示出的所述晶体管M20的栅驱动信号。波形1214是图3示出的所述晶体管M17的栅驱动信号。
在一些实施例中，波形1202示出所述晶体管M19的所述栅驱动信号的占空比范围介于5％到25％。波形1204示出所述晶体管M18的所述栅驱动信号的占空比大约等于50％。波形1214示出所述晶体管M17的所述栅驱动信号的占空比范围介于5％到25％。波形1212示出所述晶体管M20的所述栅驱动信号的占空比大约等于50％。
在一些实施例中，波形1222示出图3示出的所述信号G26。G26用于驱动所述LLC谐振转换器200的第一低边开关(如图2示出的所述开关Q2)。波形1224示出图3示出的信号G46。G46用于驱动所述LLC谐振转换器200的第二低边开关(如图2示出的所述开关Q4)。
在一些实施例中，波形1232示出图3示出的信号G37。G37用于驱动所述LLC谐振转换器200的第一高边开关(如图2示出的所述开关Q1)。波形1234示出图3示出的信号G15。G15用于驱动所述LLC谐振转换器200的第二高边开关(如图2示出的所述开关Q3)。
在一些实施例中，波形1242示出图3示出的节点SGP和节点SGN上的所述信号。SGP和SGN用于驱动所述整流器的所述开关(如图2示出的开关S1和S2)。
虽然已详细地描述了本发明的实施例及其优势，但是应理解，可以在不脱离如所附权利要求书所界定的本发明的精神和范围的情况下对本发明做出各种改变、替代和更改。
此外，本发明的范围并不局限于说明书中所述的过程、机器、制造、物质组分、构件、方法和步骤的具体实施例。所属领域的一般技术人员可从本发明中轻易地了解，可根据本发明使用现有的或即将开发出的，具有与本文所描述的相应实施例实质相同的功能，或能够取得与所述实施例实质相同的结果的过程、机器、制造、物质组分、构件、方法或步骤。相应地，所附权利要求范围包括这些流程、机器、制造、物质组分、构件、方法，及步骤。

Claims (16)

1.一种用于为电感-电感-电容(inductor-inductor-capacitor，LLC)谐振转换器的多个开关生成栅驱动信号的驱动器，其特征在于，包括：
耦合在偏置电压和接地之间的桥、耦合到所述桥的谐振器件，以及耦合到所述谐振器件的信号转换器；其中：
所述桥用于耦合到所述LLC谐振转换器，且所述桥包括：
串联且耦合在所述偏置电压和接地之间的第一开关和第二开关，其中所述第一开关和所述第二开关提供第一公共节点耦合到所述LLC谐振转换器的所述多个开关的第一低边栅驱动信号；
串联且耦合在所述偏置电压和接地之间的第三开关和第四开关，其中所述第三开关和所述第四开关提供第二公共节点耦合到所述LLC谐振转换器的所述多个开关的第二低边栅驱动信号；
所述谐振器件包括固定电容，所述固定电容与所述桥连接且与所述LLC谐振转换器的栅电容以及所述信号转换器的磁化电感形成谐振过程；
所述信号转换器包括：
初级绕组；
多个次级绕组，用于耦合到所述LLC谐振转换器的高边栅驱动信号；其中：
将所述次级绕组的第一绕组用于耦合到所述LLC谐振转换器的副边栅驱动信号；
将所述次级绕组的第二绕组用于耦合到所述LLC谐振转换器的第一高边栅驱动信号；
将所述次级绕组的第三绕组用于耦合到所述LLC谐振转换器的第二高边栅驱动信号。
2.根据权利要求1所述的驱动器，其特征在于，还包括：
耦合到所述固定电容的可调电容。
3.根据权利要求2所述的驱动器，其特征在于：
所述固定电容由耦合在所述第一公共节点和所述第二公共节点之间的第一电容组成；
所述可调电容由第二电容和辅助开关组成，其中所述第二电容和所述辅助开关串联以组成开关电容，所述开关电容耦合到所述第一公共节点和所述第二公共节点之间。
4.根据权利要求2所述的驱动器，其特征在于：
所述固定电容由与所述第二开关并联的第一电容和与所述第四开关并联的第二电容组成；
所述可调电容由第三电容、第一辅助开关、第四电容和第二辅助开关组成，其中：
所述第三电容和所述第一辅助开关串联以组成第一开关电容，所述第一开关电容与所述第二开关并联；
所述第四电容和所述第二辅助开关串联以组成第二开关电容，所述第二开关电容与所述第四开关并联。
5.根据权利要求1所述的驱动器，其特征在于：
所述固定电容由与所述第一开关并联的第一电容和与所述第三开关并联的第二电容组成；
所述固定电容由与所述第二开关并联的第一电容和与所述第四开关并联的第二电容组成。
6.根据权利要求1所述的驱动器，其特征在于，还包括：
与所述次级绕组的第一绕组串联的第一次级电容和第二次级电容。
7.根据权利要求6所述的驱动器，其特征在于，还包括：
与所述次级绕组的第二绕组串联的第三次级电容；
与所述次级绕组的第三绕组串联的第四次级电容。
8.根据权利要求1-7任一项所述的驱动器，其特征在于，一旦检测到指示驱动器软开关过程的信号，能够调节所述驱动器的谐振频率直到所述驱动器的谐振频率和所述谐振转换器的开关频率大致匹配。
9.一种系统，其特征在于，包括：
谐振转换器，其中所述谐振转换器包括：
开关网络，其包括串联且耦合到输入电源的第一开关和第二开关，以及串联且耦合到所述输入电源的第三开关和第四开关；
连接在所述开关网络和转换器原边之间的谐振槽；
耦合到所述转换器副边的整流器；
耦合到所述开关网络和所述整流器的驱动器，其中所述驱动器包括：
耦合在偏置电压和接地之间的桥，其中所述桥包括：
串联且耦合在所述偏置电压和接地之间的第一驱动器开关和第二驱动器开关，其中所述第一驱动器开关和所述第二驱动器开关提供第一公共节点耦合到所述谐振转换器的第一低边栅驱动信号；
串联且耦合在所述偏置电压和接地之间的第三驱动器开关和第四驱动器开关，其中所述第三驱动器开关和所述第四驱动器开关提供第二公共节点耦合到所述谐振转换器的第二低边栅驱动信号；
耦合到所述桥的谐振器件，其中所述谐振器件包括固定电容，所述固定电容与所述桥连接且与所述谐振器件的信号转换器的磁化电感以及所述开关网络和所述整流器的栅电容形成谐振过程；其中：
所述信号转换器耦合到所述谐振器件且包括初级绕组和多个次级绕组；
所述次级绕组的第一绕组耦合到所述整流器的副边栅驱动信号；
所述次级绕组的第二绕组耦合到所述谐振转换器的所述第一开关的栅；
所述次级绕组的第三绕组耦合到所述谐振转换器的所述第三开关的栅。
10.根据权利要求9所述的系统，其特征在于：
所述开关网络、所述谐振槽、所述转换器和所述整流器组成LLC谐振转换器。
11.根据权利要求9或10所述的系统，其特征在于：
所述偏置电压是可调电压电源，其中由于所述谐振转换器的轻负载运行状态，将所述偏置电压降低到低电平。
12.根据权利要求9-11任一项所述的系统，其特征在于：
所述第一驱动器开关的占空比小于40％；
所述第二驱动器开关的占空比范围介于40％到60％；
所述第三驱动器开关的占空比小于40％；
所述第四驱动器开关的占空比范围介于40％到60％。
13.根据权利要求9-12任一项所述的系统，其特征在于，一旦检测到指示所述驱动器软开关过程的信号，能够调节所述驱动器的谐振频率直到所述驱动器的谐振频率和所述谐振转换器的开关频率大致匹配。
14.一种方法，其特征在于，包括：
提供谐振转换器，其中所述谐振转换器包括：
含第一高边开关、第二高边开关、第一低边开关和第二低边开关的开关网络；
耦合在所述开关网络和转换器之间的谐振槽；
耦合到所述转换器副边的整流器；
将驱动器耦合到所述开关网络和所述整流器，其中所述驱动器包括初级绕组和多个次级绕组，所述多个次级绕组的第一绕组耦合到所述整流器、所述多个次级绕组的第二绕组耦合到所述第一高边开关且所述多个次级绕组的第三绕组耦合到所述第二高边开关；
检测指示所述驱动器软开关过程的信号；
调节所述驱动器的谐振频率直到所述驱动器的谐振频率和所述谐振转换器的开关频率大致匹配，其中所述驱动器包括：
桥，其中所述桥包括串联的第一驱动器开关和第二驱动器开关，以及串联的第三驱动器开关和第四驱动器开关；
耦合到所述桥的信号转换器；
耦合到所述桥的谐振器件，其中所述谐振器件包括固定电容，所述固定电容与所述桥连接且与所述开关网络和所述整流器的栅电容以及所述信号转换器的磁化电感形成谐振过程；
所述第一驱动器开关和所述第二驱动器开关的第一公共节点耦合到所述第一低边开关的栅；
所述第三驱动器开关和所述第四驱动器开关的第二公共节点耦合到所述第二低边开关的栅。
15.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，还包括：
检测所述第一公共节点和所述第二公共节点上的电压；
将所述电压转换为DC信号；
调节所述驱动器的谐振频率直到所述驱动器的谐振频率和所述谐振槽的开关频率大致匹配。
16.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，还包括：
在所述调节所述驱动器的开关频率直到所述驱动器的开关频率和所述谐振槽的谐振频率大致匹配的步骤中，通过打开辅助开关向所述谐振器件添加可调电容。
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