CN101692595B - 一种有源箝位正-反激变换器 - Google Patents

一种有源箝位正-反激变换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种有源箝位正-反激变换器,设有包括由箝位开关管与原边箝位电容组成的串联支路的原边箝位谐振电路,串联支路与隔离变压器原边的原级绕组并联,或者串联在隔离变压器原边的原级绕组的开始端与直流电源的负端之间;逆变开关管是工作在ZVS状态的逆变开关管,次级整流电路是正-反激工作整流回路和反激工作整流回路中的一种。本发明可以进入两个不同的工作模式,实现较大的输入、输出电压的调节范围,降低原边开关管及次级整流二极管的反向稳态电压、反向恢复谐振电压尖峰及原边开关管的电压应力、开关损耗,提高效率;本发明尤其适合在输入电压波动范围很宽、输出电压较宽且输出电压较高、半导体器件无法承受高压的场合广泛运用。

Description

一种有源箝位正-反激变换器
技术领域
[0001] 本发明涉及变换器,特别是涉及一种宽范围无输出电感有源箝位正-反激变换器。
背景技术
[0002] 属于软开关技术的LLC谐振、有源箝位反激、有源箝位正激及其改进方案已经在电源中广泛运用。美国专利US7301785B2公开了一种开关电源电路,是对美国专利 US6262897B1、US6356465B2的进一步改进,通过控制变压器的原副边线圈的耦合比例及原副边谐振频率的对应比例改变控制方法,既解决了 US6^^897B1专利中出现的原边开关管电压应力随负载漂移到很高的问题,也从某种程度上改进了 US6356465B2中出现的在某个负载点的异常工作状况。但是,该开关电源电路原边的开关管的电压应力仍然与 US6262897B1中的线路一样,会随着负载的状况而变化,且在满载时会偏移到很高,未从根本上克服典型谐振技术的缺点,因此,其可的功率范围、输入及输出电压变化范围受到限制。此外,由于谐振点的控制对于负载的变化相当敏感,其采用的PWM-PFM控制方法在输入电压波动范围很宽、输出电压较宽且输出电压较高、半导体器件无法承受高压的场合,如无输入电解电容的AC-DC单级高功率因素充电器中也受到限制。
发明内容
[0003] 本发明所要解决的技术问题是弥补上述现有技术的不足,提出一种有源箝位正-反激变换器。
[0004] 本发明的技术问题采用以下技术方案予以解决:
[0005] 这种有源箝位正-反激变换器,包括级联连接的输入电路、逆变开关管、驱动电路、隔离变压器、次级整流电路和次级输出滤波电容,以及连接在次级输出滤波电容与驱动电路之间的电压控制电路。
[0006] 这种有源箝位正-反激变换器的特点是:
[0007] 设有原边箝位谐振电路,所述原边箝位谐振电路包括由箝位开关管与原边箝位电容组成的串联支路,所述串联支路与隔离变压器原边的原级绕组并联,或者串联在隔离变压器原边的原级绕组的开始端与直流电源的负端之间。原边箝位电容在原边的逆变开关管关断的时候与漏感产生谐振,使原边的箝位开关管和逆变开关管获得零电压切换Gero Voltage Switch,简称ZVS),通过谐振将漏感的能量传递到次级,避免漏感的能量损耗及瞬间造成逆变开关管的电压尖峰。通过控制箝位开关管可以控制谐振电流反向回路的通断。
[0008] 所述逆变开关管是工作在ZVS状态的逆变开关管,其一端与所述隔离变压器原边的原级绕组的开始端连接,另一端与直流电源的负端连接。通过控制逆变开关管的门极电压,将直流电压转换成脉冲电压加在隔离变压器的原级绕组。
[0009] 所述次级整流电路是正-反激工作整流回路和反激工作整流回路中的一种,包括五个二极管,第一二极管、第二二极管的阴极与输出滤波电容的一端连接,第三二极管、第四二极管、第五二极管的阳极与输出滤波电容的另一端连接,第四二极管的阴极与第二二极管的阳极连接,或者第四二极管的阴极与第二二极管的阳极之间串联连接一由隔离变压器次级绕组的开始端向外延伸的附加绕组,第五二极管的阴极与隔离变压器次级绕组的末尾端及次级隔直分压电容的一端连接;第三二极管的阴极与第一二极管的阳极及次级隔直分压电容的另一端连接。
[0010] 本发明的技术问题采用以下进一步的技术方案予以解决:
[0011] 所述隔离变压器是磁芯开有气隙的隔离变压器,和原边串联有电感的隔离变压器的一种。磁芯气隙的大小由正、反激的比例和系统输入输出参数共同决定,原、副边耦合系数无需另外做特定的设置。
[0012] 所述隔离变压器的次级绕组是独立的次级绕组,和其开始端有向外延伸的附加绕组的次级绕组的一种。
[0013] 所述隔离变压器是单一反激工作模式下的变压器,和正-反激工作模式下的变压器中的一种。
[0014] 所述隔离变压器是有正激线圈与反激线圈完全复用的单个副边绕组的变压器,和有正激线圈与反激线圈不完全复用的多个副边绕组的变压器中的一种
[0015] 所述次级隔直分压电容是直流(Direct capacitance,简称DC)电容,即具有正负极性电容,其正向输入端与所述隔离变压器次级绕组的末尾端连接,负向输入端与第三二极管的阴极及第一二极管的阳极连接。次级隔直分压电容在正激工作回路时与输出端构成分压,用于隔直分压储能,并在反激回路工作时释放能量,以代替传统的储能电感。与漏感形成的固有谐振频率相比系统开关频率或者原边的谐振频率低很多,次级隔直分压电容的电压及电流变化近似线性变化。
[0016] 所述输入电路与DC输入电源,和AC输入电源中的一种连接。
[0017] 所述与AC输入电源连接的输入电路是整流电路。
[0018] 所述整流电路是全波整流电路,和半波整流电路中的一种。
[0019] 所述与DC输入电源连接的输入电路是容量至少是零的输入滤波电容。
[0020] 所述开关管驱动电路将PWM的IC产生的驱动信号直接或者进行处理后驱动逆变开关管及原边箝位谐振电路中的箝位开关管,这两个信号互补,且有一定的死区时间。 [0021 ] 所述电压控制电路根据检测处理电路的反馈信号进行比较运算后发出频率恒定、 on/off占空比可变的PWM信号。
[0022] 所述检测处理电路是直流输出电压检测处理电路、原边电流检测处理电路、输出电流检测处理电路中的一种。
[0023] 本发明与现有技术对比的有益效果是:
[0024] 本发明的正-反激有源箝位变换器利用其可以进入两个不同的工作模式:单一反激工作模式及正-反激工作模式,能够实现较大的输入、输出电压的调节范围,即在较宽范围输入输出电压的情况下工作;原边的箝位电容与漏感谐振,使原边的箝位开关管和逆变开关管获得ZVS,并提高隔离变压器磁芯的利用率;采用原边开关管的ZVS、隔离变压器副边正、反激绕组的复用及次级隔直分压电容的分压储能,可以降低原边开关管及次级整流二极管的反向稳态电压、反向恢复谐振电压尖峰以及原边开关管的电压应力、开关损耗,提高效率;在输入电压宽、输出工作电压宽的场合,特别是输出电压较高时,这种降低原边开关管的电压应力、开关损耗,提高效率的效果更加明显。本发明尤其适合在输入电压波动范围很宽、输出电压较宽且输出电压较高、半导体器件无法承受高压的场合,如无输入电解电容的AC-DC单级高功率因素开关电源、较高电压的电池充电器中广泛运用。
附图说明
[0025] 图1是本发明具体实施方式一的电路图;
[0026] 图2是图1电路的变压器等效结构一示意图;
[0027] 图3是图1电路的变压器等效结构二示意图;
[0028] 图4是图1电路的变压器等效结构三示意图;
[0029] 图5是图1电路的变压器等效结构四示意图;
[0030] 图6是图1电路在正-反激工作模式下的主要器件的波形图;
[0031] 图7是本发明具体实施方式二的电路图;
[0032] 图8是本发明具体实施方式三的电路图;
[0033] 图9是本发明具体实施方式四的电路图;
[0034] 图10是本发明具体实施方式五的电路图。
具体实施方式
[0035] 下面将结合具体实施方式并对照附图对本发明作进一步说明。
[0036] 具体实施方式一
[0037] —种如图1〜6所示的有源箝位正-反激变换器,包括输入电路110、开关管驱动电路180、逆变开关管130、隔离变压器140、原边箝位谐振电路120、次级整流电路150、次级隔直分压电容160、输出滤波电容170、电压控制电路190。
[0038] 输入电路110用来对交变的电压进行整流。因为其不接大容量的输入滤波电容, 能够较好的跟随输入电压,以保证输入电源的功率因数(Power Factor,简称PF)和总谐波含量(Total Harmonics Distortion,简称 THD)
[0039] 逆变线路则由逆变开关管Ql和隔离变压器140共同构成,原边箝位谐振电路120 由箝位电容C2、箝位开关管Q2及变压器原边线圈共同构成。在工作周期内,加在逆变开关管Ql、箝位开关管Q2上的驱动电压是一对互补的PWM电压,两个PWM驱动电压之间有一定的死区延迟时间。隔离变压器140是磁芯开有气隙并有一定漏感的正反激EE型铁氧体变压器,其漏感通过自然的绕制工艺得到,次级侧的电容Cl、二极管D2、D3及变压器线圈构成正-反激工作模式下的反激工作回路1 ;次级侧的二极管D5、D2及变压器线圈构成单一反激工作模式下的反激工作回路2。該电路变压器传递能量的方式从单个周期来看,可分为单一反激工作模式和正-反激工作模式;从较长周期内来看,除了以上的两种分别的工作模式外,还可能出现上述两种工作模式的组合;以上工作模式取决于输入电压、输出电压以及变压器的参数。
[0040] 隔离变压器140应用在正反激型电路,其磁芯开有气隙,可以使其类似电感存储能量;根据安全规范需求,在每个绕组的边缘和骨架之间加入了绝缘胶带,原副边分别绕制,无需考虑漏感。当隔离变压器140绕制完成,其主励磁电感Lm及漏感Lr确定。原边的漏感与谐振电容C2的谐振频率相对开关频率满足以下关系式:[0041]
π VLrCclamp >>T0ff (Toff^ [l-D]Ts, Cclamp=C2);
[0042] 根据以上提到的正-反激工作模式下的工作回路,从变压器的等效结构示意图 2〜5可知,以下的近似关系式成立:
[0043] nV2 = Vl ;
[0044] Vin = VLr+Vl ;
[0045] 12 = nil;
[0046] I = Il+Im ;
[0047] V2 = VCl+Vo ;
[0048] VCl > O0
[0049] 由以上关系式可知,即当Vin = VLr+n(VCl+Vo)、VCl > O成立时,该变换器进入正-反激状态下。当输入电压不满足以上条件时,即VCl > O不成立时该变换器进入单一反激状态,即次级隔直分压电容将无法有正向的电流流通,所以无法形成正激通路。
[0050] 当输入电压在一定周期内会有较大变化,VCl > O成立与VCl > O不成立交替出现,该变换器对应进入正-反激工作模式及单一反激工作模式交替组合工作模式。
[0051] 本具体实施方式一在单一反激工作模式下的一个周期内可分为7个工作阶段;
[0052] 在单一反激工作模式下,Vin = VLr+n (VCl+Vo) ,VCl > O不成立时,即Vin = VLr+n Vo,变换器线路中的正激回路的电容Cl、二极管D1、D4可视为不存在。
[0053] TO-Tl工作阶段:在TO时刻,逆变开关管Ql开通,箝位开关管Q2在此之前已经关断,反激回路的二极管D2、D5被反向偏置而截止,励磁电感Lm及谐振电感Lr开始线性充电,因为Vin = VLr+n(VCl+Vo)不成立,所以正激回路的二极管Dl、D4法被正向偏置而导通,此时原边的电流被全部用来励磁和储能,原边的电流ILr = ILm ;与普通的反激变换器电感充电阶段一致。
[0054] T1-T2工作阶段:在Tl时刻,逆变开关管Ql关断,寄生电容被原励磁电流充电,其充电过程也是谐振,只是因为寄生电容较小,充电时间很短,可以视为线性的。
[0055] T2-T3工作阶段:在T2时刻,寄生电容电压被充电至足够高,约为VC2+Vin,箝位开关管Q2反向并联二极管被正偏而导通。箝位电容C2将谐振电感Lr和励磁电感Lm的电压箝制在VC2,因为箝位电容C2比逆变开关管Ql的寄生电容大的多,绝大部分谐振电流进入箝位电容C2,箝位电容C2与谐振电感Lr开始谐振。
[0056] T3-T4工作阶段:在T3时刻,Vpri下降到足够低,以致此时副边对应的耦合电压足够使二极管D2、D5正偏导通,此时原边Vl的电压约为nVo。同时箝位开关管Q2的驱动电压将会变为高电平而Q2导通。为了箝位开关管Q2能够获得ZVS,其务必在箝位电容C2与谐振电感Lr的谐振电流没有反向之前完成开通。在T4时刻前,如果次级电流已经转变到零,即为DCM模式,原边线圈的Lm将会参加谐振,即谐振电感Lr和励磁电感Lm与箝位电容 C2形成新的谐振。
[0057] T4-T5工作阶段:在T4时刻,辅助谐振的箝位开关管Q2关断,迫使箝位电容C2脱离原谐振回路,同时谐振电感Lr与逆变开关管Ql的寄生电容形成新的谐振;以释放寄生电容的电荷,为逆变开关管Ql的ZVS做准备。
[0058] T5-T6工作阶段:在T5时刻,假设谐振电感Lr中有足够大的能量,将逆变开关管Ql的寄生电容的电荷完全释放,同时通过逆变开关管Ql的反并二极管进行续流,此时,逆变开关管Ql获得ZVS开通条件。
[0059] T6-T7工作阶段:在T6时刻,逆变开关管Ql的驱动电压将会变为高电平而导通。 为了逆变开关管Ql能够获得ZVS,其务必在原边电流没有反向之前完成开通。此前原边电流通过逆变开关管Ql的反并二极管进行续流,在逆变开关管Ql导通后,原边电流通过逆变开关管Ql续流,同时变压器原边的极性被反向。在T7时刻,次级的电流降为零,即此时原边的电流等于励磁电流,二极管D2、D5电压反偏截止;原边的电感将被线性充电,新的周期开始。
[0060] 在正-反激工作模式下,根据变压器的等效图及二次侧可知Vin = VLr+n(VCl+Vo) VCl > 0成立时,该变换器会进入正-反激工作模式,对应波形如图6。为讨论方便,图6的 T1-T3以及"Γ4-Τ7未成比例地放大。
[0061] 在正-反激工作模式下的一个周期内可分为以下7个工作阶段;
[0062] TO-Tl工作阶段:在TO时刻,逆变开关管Ql已经开通,箝位开关管Q2关断,励磁电感Lm及谐振电感Lr开始线性充电,当原边的电流等于励磁电流时,次边耦合的电压V2 发生交变,使二极管D5、D2反偏截止;同时当电压V2上升到VCl+Vo、VCl > 0时,使二极管 D1、D4正偏导通,即V2被箝位。原边的电流ILr = ILm+12/n。
[0063] T1-T2工作阶段:在Tl时刻,逆变开关管Ql关断,寄生电容被充电,其充电过程也是谐振,只是因为寄生电容较小,充电时间很短,可以视为线性的;同时二极管D1、D4的电流开始下降。
[0064] T2-T3工作阶段:在T2时亥lj,其寄生电容电压被充电至足够高,约为VC2+Vin,箝位开关管Q2反并二极管被正偏导通。箝位电容C2将谐振电感Lr和励磁电感Lm的电压箝制在VC2,因为箝位电容C2比逆变开关管Ql的寄生电容大的多,绝大部分谐振电流进入箝位电容C2,箝位电容C2与Lr开始谐振;当原边的电流与励磁电流相等时,变压器次边的输出电流等于零,二极管Dl、D4反偏截止,同时次边耦合电压V2发生交变。
[0065] T3-T4工作阶段:在T3时刻Vpri下降到足够低,副边对应的耦合电压V2足够使二极管D2、D3正偏导通。此时副边反射到原边的电压约为Ii(Vo-Vcl);同时箝位开关管Q2 的驱动电压将会变为高电平而导通。为了箝位开关管Q2能够获得ZVS,其务必在箝位电容 C2与谐振电感Lr的谐振电流没有反向之前完成开通。在T4时刻前,如果次级的电流已经转变到零,即为DCM模式,原边线圈的Lm将会参加谐振,即谐振电感Lr和励磁电感Lm与箝位电容C2形成新的谐振。
[0066] T4-T5工作阶段:在T4时刻,辅助谐振的箝位开关管Q2关断,迫使箝位电容C2脱离原谐振回路,同时谐振电感Lr将与逆变开关管Ql的寄生电容形成新的谐振;以释放寄生电容的电荷,为逆变开关管Ql的ZVS做准备。
[0067] T5-T6工作阶段:在T5时刻,假设谐振电感Lr中有足够大的能量,将逆变开关管 Ql的寄生电容的电荷完全释放,同时通过逆变开关管Ql的反并二极管进行续流,此时逆变开关管Ql获得ZVS开通条件。
[0068] T6-T7工作阶段:在T6时刻,逆变开关管Ql的驱动电压将会变为高电平而导通; 为了逆变开关管Ql能够获得ZVS,其务必在谐振电流没有反向之前完成开通。在逆变开关管Ql导通后,原电流机会通过逆变开关管Ql续流,当电流过零反向后,在T7时刻,次级的电流降为零,即此时原边的电流等于励磁电流,二极管D2、D5电压反偏截止;原边的电感将被线性充电,开始新的周期。
[0069] 由以上的工作模式分析可知,本具体实施方式一除了具有传统的有源箝位电路的优势外,还可以提供单一反激工作模式、正-反激工作模式,以及上述两种工作模式的组合,可以降低次级整流二极管的电压应力以及原边开关管的电压应力,拓宽了有源箝位技术的应用范围,提高了传统的宽范围输出/输入变换器的效率,特别适合较宽范围的高电压输出的应用场合。
[0070] 具体实施方式二
[0071] 一种如图7所示的有源箝位正-反激变换器,基本电路组成及有益效果与具体实施方式一相同,区别是:由箝位开关管与原边箝位电容组成的串联支路,串联在隔离变压器原边的原级绕组的开始端与直流电源的负端之间,而不是与隔离变压器原边的原级绕组并联。
[0072] 具体实施方式三
[0073] —种如图8所示的有源箝位正-反激变换器,基本电路组成及有益效果与具体实施方式一相同,区别是:隔离变压器140的次级绕组是其开始端有向外延伸的附加绕组LO 的次级绕组,而不是独立的次级绕组。
[0074] 具体实施方式四
[0075] —种如图9所示的有源箝位正-反激变换器,基本电路组成及有益效果与具体实施方式一相同,区别是:输入电路不是桥式整流器DB,而是容量至少是零的输入滤波电容 CO。对直流输入电压进行滤波,输入滤波电容CO的容量不限,容量是零即无输入滤波电容。
[0076] 具体实施方式五
[0077] 一种如图10所示的有源箝位正-反激变换器,基本电路组成及有益效果与具体实施方式四相同,区别是:隔离变压器140的次级绕组是其开始端有向外延伸的附加绕组LO 的次级绕组,而不是独立的次级绕组。
[0078] 以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明,不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说,在不脱离本发明构思的前提下做出若干等同替代或明显变型,而且性能或用途相同,都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (10)

1. 一种有源箝位正-反激变换器,包括级联连接的输入电路、逆变开关管、驱动电路、 隔离变压器、次级整流电路和次级输出滤波电容,以及连接在次级输出滤波电容与驱动电路之间的电压控制电路,其特征在于:设有原边箝位谐振电路,所述原边箝位谐振电路包括由箝位开关管与原边箝位电容组成的串联支路,所述串联支路与隔离变压器原边的原级绕组的连接是:所述串联支路与隔离变压器原边的原级绕组并联,和所述串联支路串联在隔离变压器原边的原级绕组的开始端与直流电源的负端之间中的一种;所述逆变开关管是工作在ZVS状态的逆变开关管,其一端与所述隔离变压器原边的原级绕组的开始端连接,另一端与直流电源的负端连接;所述次级整流电路可工作在正-反激工作模式和反激工作模式中的一种,所述次级整流电路包括五个二极管,所述五个二极管的连接是:第一二极管、第二二极管的阴极与输出滤波电容的一端连接,第三二极管、第四二极管、第五二极管的阳极与输出滤波电容的另一端连接,第五二极管的阴极与隔离变压器次级绕组的末尾端及次级隔直分压电容的一端连接;第三二极管的阴极与第一二极管的阳极及次级隔直分压电容的另一端连接;第四二极管的阴极与第二二极管的阳极连接是:第四二极管的阴极与第二二极管的阳极直接连接所述隔离变压器次级绕组的开始端,或第四二极管的阴极与第二二极管的阳极之间串联连接一由隔离变压器次级绕组的开始端向外延伸的附加绕组。
2.如权利要求1所述的有源箝位正-反激变换器,其特征在于:所述隔离变压器是磁芯开有气隙的隔离变压器,和原边串联有电感的隔离变压器的一种。
3.如权利要求1或2所述的有源箝位正-反激变换器,其特征在于:所述隔离变压器的次级绕组是独立的次级绕组,和其开始端有向外延伸的附加绕组的次级绕组的一种。
4.如权利要求1所述的有源箝位正-反激变换器,其特征在于:所述隔离变压器是单一反激工作模式下的变压器,和正-反激工作模式下的变压器中的一种。
5.如权利要求1所述的有源箝位正-反激变换器,其特征在于:所述隔离变压器是有正激线圈与反激线圈完全复用的单个副边绕组的变压器,和有正激线圈与反激线圈不完全复用的多个副边绕组的变压器中的一种。
6.如权利要求1所述的有源箝位正-反激变换器,其特征在于:所述次级隔直分压电容是直流电容,其正向输入端与所述隔离变压器次级绕组的末尾端连接,负向输入端与第三二极管的阴极及第一二极管的阳极连接。
7.如权利要求1所述的有源箝位正-反激变换器,其特征在于:所述输入电路与DC输入电源,和AC输入电源中的一种连接。
8.如权利要求7所述的有源箝位正-反激变换器,其特征在于:所述与AC输入电源连接的输入电路是整流电路。
9.如权利要求8所述的有源箝位正-反激变换器,其特征在于:所述整流电路是全波整流电路,和半波整流电路中的一种。
10.如权利要求7所述的有源箝位正-反激变换器,其特征在于:所述与DC输入电源连接的输入电路是容量至少是零的输入滤波电容。
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