CN106685231B - 一种原边钳位型软开关全桥变换器及其不对称控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种原边钳位型软开关全桥变换器及其不对称控制方法，变换器包括输入电源，全桥逆变电路，隔离变压器，全波整流电路，LC滤波电路，负载以及输出电源；全桥逆变电路包括第一至第四开关管、第一至第四钳位二极管、第一至第二谐振电感、第一至第二钳位电容；第一、第三开关管，第二、第四开关管分别构成两个半桥电路；第一、第三钳位二极管，第二、第四钳位二极管分别构成两路钳位桥臂电路。不对称控制方法中利用钳位二极管对副边整流开关管关断电压进行钳位，同时利用钳位电容改变副边整流管的关断尖峰，且减小钳位损耗。本发明这种完全对称的钳位电路结构，可以保证两个回路电流对称，抑制变压器饱和，更易实现变换器MOSFET管的ZVS。

Description

一种原边钳位型软开关全桥变换器及其不对称控制方法

技术领域

本发明涉及一种原边钳位型软开关全桥变换器及其不对称控制方法，属于电力电子技术领域。

背景技术

DC\DC变换器的拓扑种类繁多，在大、中、小功率的运用场合各有其对应的拓扑结构，而一般在大功率的运用场合里，以全桥变换器运用最为广泛。全桥变换器主要以移相全桥变换器和全桥LLC谐振变换器研究和应用最为普遍，其中全桥LLC谐振变换器也分为PWM控制和PFM控制两种方式。但是运用在宽输入电压、大输出电流的环境下，为了减小整流管的开通损耗，一般要求必须要采用同步整流技术。而不管是移相全桥还是全桥LLC电路，都存在诸多不足之处，主要问题有：

1)移相全桥变换器(如图1所示)超前桥臂开关管(Q1、Q3)易实现ZVS，而滞后桥臂开关管(Q2、Q4)不易实现ZVS，为使得滞后桥臂实现ZVS一般会增大谐振感L，则电感上的损耗就会增加，发热严重，同时还会造成占空比丢失越大。

2)移相全桥变换器轻载时工作性能较差，由于是通过移相获取占空比信号，不是直接控制占空比，不易实现零占空比控制，在空载下容易出出故障；同时，同步整流信号也不易获得。

3)全桥LLC谐振变换器(如图2所示)PFM控制下，磁性器件设计困难，过流时容易发生故障，输出纹波较大，输入电压范围窄。

4)全桥LLC谐振变换器在PWM控制下，同样存在输出纹波较大，输入电压范围窄，不易获得副边同步整流信号，占空比小或者空载时性能较差，工作状况不稳定。

针对以上各自的缺点，为了能够更好满足宽输入电压、大输出电流的工作条件，提高变换器效率，提高系统在特殊工况下工作的稳定性，需要提出一种新的变换器。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是：提供一种原边钳位型软开关全桥变换器及其不对称控制方法，在全桥电路中增加钳位二极管D1-D4和钳位电容C1-C2，可以更好地对副边整流管的关断电压进行钳位并减小钳位二极管的损耗，且完全对称的结构可以使得两个回路的电流完全对称，利于使用峰值电流控制模式，抑制变压器饱和现象，同时更易实现全桥变换器MOSFET管的ZVS，提高了变换器效率及工作的稳定性。

本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：

一种原边钳位型软开关全桥变换器，包括输入电源、隔离变压器、全波整流电路、LC滤波电路、负载和输出电源，隔离变压器、全波整流电路、LC滤波电路、负载依次连接，且负载两端接输出电源的正、负极；还包括全桥逆变电路，所述全桥逆变电路包括第一至第四开关管、第一至第四钳位二极管、第一至第二谐振电感、第一至第二钳位电容；第一开关管和第三开关管、第二开关管和第四开关管分别构成两个半桥电路，两个半桥电路的两端分别与输入电源的正、负极连接；第一钳位二极管的阳极接第三钳位二极管的阴极、第二钳位二极管的阳极接第四钳位二极管的阴极，分别构成两个钳位桥臂电路，第一、第二钳位二极管的阴极均接输入电源的正极，第三、第四钳位二极管的阳极均接输入电源的负极；第一谐振电感的一端与第一、第三开关管的中点相连，第一钳位电容的一端与第一、第三钳位二极管的中点相连，第一谐振电感的另一端与第一钳位电容的另一端相接后与隔离变压器原边同名端相连；第二谐振电感的一端与第二、第四开关管的中点相连，第二钳位电容的一端与第二、第四钳位二极管的中点相连，第二谐振电感的另一端与第二钳位电容的另一端相接后与隔离变压器原边异名端相连。

作为本发明变换器的一种优选方案，所述隔离变压器副边包括第一至第二绕组，第一绕组异名端和第二绕组同名端共用中心抽头，且中心抽头与输出电源负极相连。

作为本发明变换器的一种优选方案，所述全波整流电路包括第五至第六全波整流开关管，第五全波整流开关管源极接第一绕组同名端，第六全波整流开关管源极接第二绕组异名端，第五全波整流开关管漏极、第六全波整流开关管漏极相接后与LC滤波电路连接。

作为本发明变换器的一种优选方案，所述LC滤波电路包括滤波电感、滤波电容，滤波电感一端分别接第五全波整流开关管漏极、第六全波整流开关管漏极，另一端接滤波电容一端；滤波电容另一端接中心抽头；滤波电容与负载并联。

一种原边钳位型软开关全桥变换器不对称控制方法，第一、第三开关管的控制信号互补导通且存在死区，第二、第四开关管的控制信号互补导通且存在死区；第一、第二开关管的控制信号占空比相同且小于50％，第三、第四开关管的控制信号占空比相同且大于50％，且第一开关管占空比与第四开关管占空比中心对称，实际占空比信号由第一开关管决定，第二开关管占空比与第三开关管占空比中心对称，实际占空比信号由第二开关管决定；第六全波整流开关管的控制信号与第一开关管的控制信号互补，且通过逻辑判断，在第四开关管关断时第六全波整流开关管导通；第五全波整流开关管的控制信号与第二开关管的控制信号互补，且通过逻辑判断，在第三开关管关断时第五全波整流开关管导通。

本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：

1、本发明更易实现全桥变换器MOSFET管的ZVS，同时钳位二极管D1-D4的存在对副边整流二极管关断电压进行钳位，减小了大电流情况下反向恢复时的损耗；并且由于钳位二极管开通时对变压器原边主电流分流作用，可以有效减小占空比损失。

2、本发明由于钳位电容C1与C2的存在，可以通过改变容值大小而改变副边整流管的关断尖峰，可以更有效的抑制其关断尖峰，并且可以减小钳位二极管的功率损耗。

3、本发明占空比直接获得，并对变换器进行控制，可以真正实现零占空比的工作条件，其空载性能更加稳定。

4、本发明同步整流信号与上管控制信号占空比互补，控制信号易获得，且逻辑控制更加简单可靠。

5、本发明由于电路结构完全对称，因此在不对称的控制方法下，具体取值上，谐振感值相等，钳位容值也相等，两个主回路电流完全对称，则可以使得电流平均值相等，可以有效降低变压器饱和的风险。

附图说明

图1是背景技术中移相全桥变换器的电路图。

图2是背景技术中全桥LLC变换器的电路图。

图3是本发明原边钳位型软开关全桥变换器的电路图。

图4是本发明原边钳位型软开关全桥变换器的控制信号时序电路图。

图5是本发明原边钳位型软开关全桥变换器在不对称控制下的主要波形图。

其中，Vin为输入电源，Q1-Q4为开关管，D1-D4为钳位二极管，L1-L2为谐振电感，C1-C2为钳位电容，T为隔离变压器，Q5-Q6为全波整流开关管，Lf为滤波电感、Cf为滤波电容，R为负载，Vo为输出电源。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施方式，所述实施方式的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施方式是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

如图3所示，全桥软开关直流变换器由输入电源Vin，开关管Q1-Q4，钳位二极管D1-D4，谐振电感L1-L2，钳位电容C1-C2，隔离变压器T，副边全波整流开关管Q5-Q6，输出滤波电感Lf、输出滤波电容Cf，负载R，输出电源Vo构成。

开关管Q1和开关管Q3，开关管Q2和开关管Q4分别构成两个半桥电路，两个半桥电路两端分别与输入电源正极、负极连接；开关管Q1漏极接输入电源正极，开关管Q3源极接输入电源负极，开关管Q1源极、开关管Q3漏极均与谐振电感L1左端连接；开关管Q2漏极接输入电源正极，开关管Q4源极接输入电源负极，开关管Q2源极、开关管Q4漏极均与谐振电感L2左端连接。

二极管D1和二极管D3，二极管D2和二极管D4分别构成两路钳位桥臂电路，各路钳位桥臂电路两端分别与电源正、负极连接；谐振电感L1左端与开关管Q1、Q3中点相连，钳位电容C1左端与二极管D1、D3中点相连，两者右端相接且与变压器T原边同名端相连；谐振电感L2左端与开关管Q2、Q4中点相连，钳位电容C2左端与二极管D2、D4中点相连，两者右端相接且与变压器原边异名端相连。开关管Q1-Q4并联二极管为其各自本身的寄生二极管。

副边上面绕组同名端与同步整流管Q5源极相连，下面绕组异名端与同步整流管Q6源极相连，Q5、Q6漏极端相连且与输出滤波电感Lf一端相连；滤波电感Lf另一端与滤波电容Cf一端相连；滤波电容Cf另一端与中心抽头相连，输出滤波电容Cf与负载R并联，负载R两端分别接输出电源Vo正、负极两端。

如图4所示，开关管控制信号Q1与Q3互补且存在死区，开关管控制信号Q2与Q4互补也存在死区；同步整流信号Q6与Q1互补，滞后一个角度，在Q4关断时刻工作，同步整流信号Q5与Q2互补，也滞后同一个角度，在Q3关断时刻工作。其中，控制信号Q1和Q4中心对称，其相互重合的部分为实际占空比信号，即占空比由第一开关管占空比决定，同理，控制信号Q2和Q3也中心对称，实际占空比信号由第二开关管决定。因此，在开关管的控制上，忽略死区时间的影响，可以直接产生占空比D控制信号以控制Q1和Q2上管，对应的1-D占空比控制信号以控制Q3和Q4下管，则可以真正实现零占空比控制，在空载和轻载条件下，相比其他全桥电路和控制方法，其工作性能更加稳定。此外，同步整流控制信号Q6占空比与Q1互补，即为1-D，同理，Q5占空比也为1-D。因此，同步整流信号非常容易获得，逻辑控制也非常简单，则在同步整流信号的控制上更易实现高效率的同步整流。

此变换器通过两组谐振感与开关管输出电容的谐振作用，实现了全桥开关管的ZVS，即在开关管开通前时候能够及时将MOSFET结耦电容抽流，使得开关管在开通时刻处于零电位。这里谐振感取值相同，钳位电容取值相同，以获得电路对称结构，则可以使得两路主回路电流完全对称，抑制直流偏磁现象。

此变换器通过加入的四个钳位二极管，可以实现在同步整流管关断时候的尖峰电压的抑制。钳位电容容值大小会影响整流管关断时钳位电压的大小，钳位容值越大，整流管的钳位电压值越低。并且钳位电容的存在，也可以有效降低钳位二极管的功率损耗。

下面根据图5所示，对本发明的工作原理进行详细说明：

t_o-t₁：t_o时刻开关管Q1关断，Q4继续导通，开关管Q3的并联二极管导通续流，原边电流I_p电流为正且从最大值开始减小，且t_o时刻存在电流骤降现象，有助于减小占空比损失。钳位二极管D4导通续流，钳位容C2充电，其余钳位二极管均关断，同步整流管Q6关断、同步整流管Q5上电流I_Q5电流开始减小。

t₁-t₂：t₁时刻开关管Q3开通，由于原边电流I_p电流值依然为正且在减小，电流依旧通过开关管Q3并联二极管续流，因此开关管Q3实现了零电压开通。钳位二极管D4电流I_D4逐渐减小，钳位容C2继续充电，其余钳位二极管均关断。Q1和Q2仍处于关断状态，同步整流管Q5电流I_Q5电流继续减小。

t₂-t₃：t₂时刻I_D4电流减小至零，钳位容C2充电结束。原边电流I_p电流为正且继续减小，电流依旧通过开关管Q1并联二极管续流。Q1和Q2仍处于关断状态，钳位二极管均关断，同步整流管Q5上电流I_Q5电流继续减小。

t₃-t₄：t₃时刻开关管Q4关断，同步整流信号Q6开通，同步整流管Q6电流I_D6由零开始增加，四个钳位二极管均关断。原边电流I_p电流为正且继续减小。同步整流管Q5电流I_Q5电流继续减小。

t₄-t₅：t₄时刻开关管Q2导通，原边电流I_p电流为正且继续减小，在大于t₄的某个时刻导通，因此Q2实现了零电压开通。四个钳位二极管均关断，同步整流管Q5电流I_Q5电流继续减小，同步整流管Q6上电流I_Q6电流逐渐增加。

t₅-t₆：t₅时刻开关管Q2、Q3继续导通，原边电流I_p电流为负且继续增加，且t₅时刻存在电流骤降现象，有助于减小占空比损失。t₅时刻原边电压V_{T_P}达到反向最大值，钳位二极管D2与D3开通，谐振电容C1充电，钳位电容C2释放电能，I_D2与I_D3电流逐渐减小，钳位二极管D1和D4均关断，Q1和Q4仍处于关断状态。同步整流管Q6上电流I_Q6电流逐渐增加。t₅时刻同步整流管Q5驱动信号关断，续流结束，但是此时D2和D3开通，C1电容在充电，C2电容在释放电能，图4中C点电位被钳位至Vin，A点电位被钳位至零，AC之间的电压被钳位在-Vin，由于C1和C2上存在电荷近似相等，且BA间电压与DC间电压同为正，因此DB间的电压也被钳位，V_DB小于-Vin。因此由于变压器的原副边电压成比例关系，整流管Q5的关断电压也被钳位住，关断电压尖峰被抑制住，小于2Vin/N(N为原副边变比)，且电容C1、C2容值越大，此时V_DB越小，整流管的关断电压尖峰也越小。因此由于钳位二极管D2和D3、钳位容C1和C2的存在，可以起到整流管Q5关断电压尖峰钳位的作用，其关断尖峰被抑制住，并且由于钳位电容的存在，可以有效降低钳位二极管中的电流大小，即减小钳位二极管的损耗。

t₆-t₇：t₆时刻钳位二极管D2关断，I_D2为零，钳位容C2放电结束，I_D3电流依旧逐渐减小，钳位容C1继续充电，钳位二极管D1和D4均关断。原边电流I_p电流为负且继续增加。Q2、Q3继续导通，Q1和Q4仍处于关断状态，同步整流管Q5仍关断，同步整流管Q6上电流I_Q6电流逐渐增加。

t₇-t₈：t₇时刻钳位二极管D3关断，钳位容C1充电结束，钳位二极管D1、D2和D4也均关断。原边电流I_p电流为负且继续增加，至t₈时刻达到反向最大值。Q2、Q3继续导通，Q1和Q4仍处于关断状态，同步整流管Q5仍关断，同步整流管Q6上电流I_Q6电流逐渐增加。

后半周期t₈-t₁₆的开关工作模态和前半周期是相似的，不再赘述，其也实现了开关管Q2和Q3的软开通，以及整流管Q5与Q6关断时候电压钳位。

由以上分析可知，主电路中的钳位二极管D2、D3和钳位电容C1、C2在Q5关断时候起到抑制关断电压尖峰作用，同理，钳位二极管D1、D4和钳位电容C1、C2在Q6关断时候也起到抑制关断电压尖峰作用，有效的降低了整流管的电压定额，可以有效减小了整流管的关断损耗。并且，可以通过适当增大电容C1、C2的容值，以降低整流管关断时钳位电压的尖峰值，并且同时降低钳位二极管的功率损耗。两组谐振电感，与四个开关管的输出电容谐振，实现了开关管的软开关，并且钳位电路也有利于减小占空比的损失。由于电路完全对称，也可以抑制直流偏磁现象的产生。

基于此原边钳位型软开关全桥变换器，采用不对称控制方法，可以产生占空比D直接控制开关管，使得电路获得真正意义上的零占空比控制，并且轻载和空载工作特性更加出色。而同步整流信号1-D也直接获得，触发逻辑控制简单，可以使得同步整流的控制更加简单、安全和高效。

以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

Claims (4)

1.一种原边钳位型软开关全桥变换器，包括输入电源、隔离变压器、全波整流电路、LC滤波电路、负载和输出电源，隔离变压器、全波整流电路、LC滤波电路、负载依次连接，且负载两端接输出电源的正、负极；其特征在于，还包括全桥逆变电路，所述全桥逆变电路包括第一至第四开关管、第一至第四钳位二极管、第一至第二谐振电感、第一至第二钳位电容；第一开关管和第三开关管、第二开关管和第四开关管分别构成两个半桥电路，两个半桥电路的两端分别与输入电源的正、负极连接；第一钳位二极管的阳极接第三钳位二极管的阴极、第二钳位二极管的阳极接第四钳位二极管的阴极，分别构成两个钳位桥臂电路，第一、第二钳位二极管的阴极均接输入电源的正极，第三、第四钳位二极管的阳极均接输入电源的负极；第一谐振电感的一端与第一、第三开关管的中点相连，第一钳位电容的一端与第一、第三钳位二极管的中点相连，第一谐振电感的另一端与第一钳位电容的另一端相接后与隔离变压器原边同名端相连；第二谐振电感的一端与第二、第四开关管的中点相连，第二钳位电容的一端与第二、第四钳位二极管的中点相连，第二谐振电感的另一端与第二钳位电容的另一端相接后与隔离变压器原边异名端相连。

2.根据权利要求1所述原边钳位型软开关全桥变换器，其特征在于，所述隔离变压器副边包括第一至第二绕组，第一绕组异名端和第二绕组同名端共用中心抽头，且中心抽头与输出电源负极相连。

3.根据权利要求2所述原边钳位型软开关全桥变换器，其特征在于，所述全波整流电路包括第五至第六全波整流开关管，第五全波整流开关管源极接第一绕组同名端，第六全波整流开关管源极接第二绕组异名端，第五全波整流开关管漏极、第六全波整流开关管漏极相接后与LC滤波电路连接。

4.根据权利要求3所述原边钳位型软开关全桥变换器，其特征在于，所述LC滤波电路包括滤波电感、滤波电容，滤波电感一端分别接第五全波整流开关管漏极、第六全波整流开关管漏极，另一端接滤波电容一端；滤波电容另一端接中心抽头；滤波电容与负载并联。