CN110224605A - 一种全桥变换电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种全桥变换电路，包括全桥逆变器、高频变压器和输出整流滤波电路，全桥逆变器的输出端与高频变压器原边绕组之间串接有漏感，高频变压器的副边绕组与输出整流滤波电路的输入端之间设有辅助电路；所述辅助电路包括串接于高频变压器副边绕组与输出整流滤波电路其一输入端之间的谐振电容，谐振电容两端上反相串联有两个辅助开关管，本发明通过增加的辅助电路，可以实现包括辅助开关管在内的所有开关管的软开关，从而提高整体直流变换器的效率，并延长开关管的使用寿命。

Description

一种全桥变换电路
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，尤其涉及一种谐振零电流全桥变换电路。
背景技术
全桥变换器被广泛应用于中高功率场合以实现不同电压等级的DC-DC变换，因为其可以实现开关管的软开关，即实现超前桥臂的零电压开关(ZVS)和滞后桥臂的零电流开关(ZCS)，从而实现更高的转换效率。对于主要采用MOSFET的中小功率场合，零电压开关(ZVS)技术很有吸引力，因为MOSFET管内固有的并联电容的存在限制了开关过程中的电压突变，从而使得MOSFET的开关损耗主要集中在开通损耗。当MOSFET实现零电压开通时，整体的开关损耗就能大大降低，从而实现软开关。对于IGBT，由于其较低的传导损耗和较高的电压和电流额定值，一般应用于大功率场合。IGBT关断时存在电流拖尾效应，因而零电流开关(ZCS)技术是首选，因为ZVS难以降低由电流尾部特性引起的关断损耗。所以说，在应用IGBT的全桥变换器中，仅仅使用传统全桥变换器拓扑不能实现超桥桥臂的零电流关断，从而不能很好的降低损耗。因而现有研究在拓扑中加入辅助电路来实现超前桥臂的零电流关断。但是，加入辅助电路后，又不可避免带来额外的损耗，包括电路导通损耗以及辅助开关管开关损耗等。
发明内容
为了解决现有技术存在的问题，本发明提供一种全桥变换电路，能够实现全桥变换电路中辅助电路的零电流关断。
本发明所要解决的技术问题是通过以下技术方案实现的：
一种全桥变换电路，包括全桥逆变器、高频变压器和输出整流滤波电路，
全桥逆变器的输出端与高频变压器原边绕组之间串接有漏感，高频变压器的副边绕组与输出整流滤波电路的输入端之间设有辅助电路；
所述辅助电路包括串接于高频变压器副边绕组与输出整流滤波电路其一输入端之间的谐振电容，谐振电容两端上反相串联有两个辅助开关管。
进一步的，所述全桥逆变器包括第一至第四开关管Q1、Q2、Q3以及Q4；第一开关管Q1和第二开关管Q2同向串联，与直流电源并联，为第一桥臂；第三开关管Q3和第四开关管Q4同向串联，与直流电源并联，为第二桥臂；第一桥臂的中点与漏感Lr连接后与变压器Tr的原边串联，第二桥臂的中点与变压器Tr的原边连接。
进一步的，所述输出整流滤波电路包括第一至第四二极管DR1、DR2、DR3以及DR4，第一二极管DR1与第二二极管DR2同向串联，为第三桥臂；第三二极管DR3与第四二极管DR4同向串联，为第四桥臂，第三桥臂和第四桥臂与滤波电感L0串联后并联滤波电容C0。
其中，作为主开关管的第一至第四开关管Q1、Q2、Q3、Q4以及两个辅助开关管均采用IGBT。
进一步的，所述滤波电容C0并联在输出负载两端。
本发明有益效果：第一桥臂和第二桥臂的开关管可以同时实现零电流关断，提升了效率；并且在第一至第四主开关管关断的同时只需要通过简单的PWM调制就能实现对电路的控制，且软开关范围相对较大，从来使得控制相对来说比较容易，也有利于降低传统变频谐振变换器中磁性元件的设计难度。
附图说明
图1为本发明的结构示意图；
图2为本发明电路的主要工作波形图；
图3为本发明全桥变换电路工作于模态一的电流通路图；
图4为本发明全桥变换电路工作于模态二的电流通路图；
图5为本发明全桥变换电路工作于模态三的电流通路图；
图6为本发明全桥变换电路工作于模态四的电流通路图。
具体实施方式
为了进一步描述本发明的技术特点和效果，以下结合附图和具体实施方式对本发明做进一步描述。
本发明所提出的带辅助电路零电流全桥变换电路如图1所示，该电路在传统全桥变换器的基础上，在副边串入由辅助开关管Q5、Q6以及谐振电容组成的辅助电路。通过合理控制副边谐振电容的电压值，从而使得漏感上的电压能够反向，达到在开关管关断时刻流过开关管的电流从IGBT的并联二极管流过，实现开关管的零电流关断。
本发明一种全桥变换电路包括：
全桥逆变器、高频变压器和输出整流滤波电路；
全桥逆变器的输出端与高频变压器原边绕组之间串接有漏感，高频变压器的副边绕组与输出整流滤波电路的输入端之间设有辅助电路；
所述辅助电路包括串接于高频变压器副边绕组与输出整流滤波电路其一输入端之间的谐振电容，谐振电容两端上反相串联有两个辅助开关管(第五、第六开关管)Q5、Q6；
其中，所述全桥逆变器包括第一至第四开关管Q1、Q2、Q3以及Q4；第一开关管Q1和第二开关管Q2同向串联，与直流电源并联，为第一桥臂；第三开关管Q3和第四开关管Q4同向串联，与直流电源并联，为第二桥臂；第一桥臂的中点与漏感Lr连接后与变压器Tr的原边串联，第二桥臂的中点与变压器Tr的原边连接。
所述输出整流滤波电路包括第一至第四二极管DR1、DR2、DR3以及DR4，第一二极管DR1与第二二极管DR2同向串联，为第三桥臂；第三二极管DR3与第四二极管DR4同向串联，为第四桥臂，第三桥臂和第四桥臂与滤波电感L0(这个电感足够大，可以视为恒流源)串联后并联滤波电容C0，该滤波电容C0并联在输出负载的两端，平滑输出电压，一直负载电压波动。
其中，所述第一至第六开关管均采用IGBT。
下面以具体工作模态切换来进行分析
模态一工作模式如图3所示，对应于图2中的t0-t1阶段。在该模态下，全桥变换器工作于功率传输模式，Q1、Q4导通，直流电源能量通过高频变压器传输到副边，给负载以及稳压电容供电。在t1前开通Q6，可见辅助开关管Q6可以实现零电压零电流开通。
模态二工作模式如图4所示，对应于图2中的t1-t2阶段。在该模态下，在t1时刻，关断Q5，由于两侧并有谐振容，电压不能突变，所以Q5可看成零电压关断。Q5关断后，副边电流转移到谐振容支路，给谐振容充电，谐振容储能，谐振容上的电压逐渐升高。滤波电感LO很大，可看做一个恒定电流源。谐振容上的电压上升速率逐渐减小，导致谐振电流逐渐减小，那么滤波电感电流续流将迫使四个整流管二极管全部导通以实现输出电流不变，所以流过二极管DR1、DR4上的电流逐渐减小，并转移到DR2、DR3支路。此时变压器副边电压即为谐振容两端的电压。副边反射到原边的电压Vp逐渐增加，当大于VAB时，加在漏感Lr两侧的电压变为负值，那么原边电流ip就会逐渐下降。在t2时刻ip等于零，谐振电容电压达到峰值，谐振电流为零。此时可零电流关断Q1、Q4。
模态三工作模式如图5所示，对应于图2中的t2-t3阶段。在该模态下，当ip降到零后，由于此时谐振电容电压达到峰值，那么反射电压vp也达到峰值，从而漏感上的电压VLr达到负的最大值，ip继续减小，变为负值。在这过程中，谐振电容上电流变为零后反向，谐振电容电压逐渐减小，反射到原边电压vp逐渐减小，并最终小于VAB，从而漏感电流在达到负的最大值后逐渐增大。在t3时刻，电流ip增加到零，由于此时Q1、Q4已关断，电流没有回路可以流通，所以ip不会继续增加到正值。此时四个整流二极管依然全部导通，提供续流回路。
模态四工作模式如图6所示，对应于图2中的t3-t4阶段。在t3-t4阶段，ip＝0,原副边不再进行能量传输，此时滤波电感通过四个整流二极管续流，两个桥臂整流管各通过一半的电感续流电流。在t4时，开通Q2、Q3，系统进入下半周期工作，这里不做重复描述。
上述实施例不以任何形式限定本发明，凡采取等同替换或等效变换的形式所获得的技术方案，均落在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种全桥变换电路，包括全桥逆变器、高频变压器和输出整流滤波电路，其特征是：
全桥逆变器的输出端与高频变压器原边绕组之间串接有漏感，高频变压器的副边绕组与输出整流滤波电路的输入端之间设有辅助电路；
所述辅助电路包括串接于高频变压器副边绕组与输出整流滤波电路其一输入端之间的谐振电容，谐振电容两端上反相串联有两个辅助开关管。
2.根据权利要求1所述的一种全桥变换电路，其特征在于：所述全桥逆变器包括第一至第四开关管Q1、Q2、Q3以及Q4；第一开关管Q1和第二开关管Q2同向串联，与直流电源并联，为第一桥臂；第三开关管Q3和第四开关管Q4同向串联，与直流电源并联，为第二桥臂；第一桥臂的中点与漏感Lr连接后与变压器Tr的原边串联，第二桥臂的中点与变压器Tr的原边连接。
3.根据权利要求1所述的一种全桥变换电路，其特征在于：所述输出整流滤波电路包括第一至第四二极管DR1、DR2、DR3以及DR4，第一二极管DR1与第二二极管DR2同向串联，为第三桥臂；第三二极管DR3与第四二极管DR4同向串联，为第四桥臂，第三桥臂和第四桥臂与滤波电感L0串联后并联滤波电容C0。
4.一种全桥变换电路，其特征在于，所述辅助开关管采用IGBT。
5.根据权利要求2所述的一种全桥变换电路，其特征在于：所述第一至第四开关管采用IGBT。
6.根据权利要求1所述的一种全桥变换电路，其特征在于：所述滤波电容C0并联在输出负载两端。
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