CN114285286A - 一种单级式零电流开关全桥升压直流变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种单级式零电流开关全桥升压直流变换器及其控制方法，变换器原边由一个升压电感、一个全桥模块、一组反向串联开关管和一个L_C串联谐振腔组成，副边为倍压整流电路，原副边通过高频变压器连接，两个反向串联开关管驱动具有相同的等于0.5的占空比，相位差半个开关周期，超前桥臂两个开关管驱动具有相同的大于0.5的占空比，相位差半个开关周期，滞后桥臂两个开关管的占空比和相位差与超前桥臂相同，反向串联开关管组与超前桥臂的同向开关管具有相同的开通起点，两个桥臂对角线上的开关管驱动之间具有一个移相角。通过控制移相角可以调节传输功率和升压比的大小，且通过变频控制实现宽负载范围所有半导体器件的零电流开关。

Description

一种单级式零电流开关全桥升压直流变换器及其控制方法

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，主要应用于中压直流电网单级汇集，涉及一种单级式零电流开关全桥升压直流变换器。

背景技术

根据REN21(世纪可再生能源政策网络)发布的《全球可再生能源现状报告2021》，在2020年，全球太阳能光伏(PV)和风力分别为约760GW和743GW。在汇集如此大型功率方面，有中压交流(MVAC)和中压直流(MVDC)汇集两种方法，后者具有效率高、可控性强和可靠性等的特点。同时目前的可再生能源的输出电压较低，需要高增益的DC/DC变换器来将产生的电能接入中压直流母线，主要可分为两种，即两级和单级DC/DC变换器，由于两级变换器元件易出现损耗大，成本高，效率低的问题，故采用单级高增益DC/DC变换器更受青睐。针对单级式MPPT型光伏发电中压直流汇集方案，中国科学院电工研究所研究了Boost全桥升压变换器的工作性能(X.Huang,H.Wang,L.Guo,Y.Wang and H.Xu,"DC-Series PV CollectionDC/DC Converter with Wide Output Voltage Regulation Range,"IECON 2018-44thAnnual Conference ofthe IEEE Industrial Electronics Society,Washington,DC,2018,pp.4359-4364.)，但所有开关管都是硬关断的，开关损耗大。文献(R.Suryadevaraand L.Parsa,"Full-Bridge ZCS-Converter-Based High-Gain Modular DC-DCConverter for PV Integration With Medium-Voltage DC Grids,"in IEEETransactions on Energy Conversion,vol.34,no.1,pp.302-312,March 2019.)提出了一种可以实现所有主开关管零电流开关的全桥升压变换器，通过使用反向阻断开关管来实现电流下降为零之后不会继续反向谐振，从而达到所有开关管和二极管零电流开关的要求，但由于反向阻断开关管由一个二极管和一个绝缘栅双极晶体管(IGBT)串联构成，一方面成本较高，同时在可再生能源能量汇集这样一个大功率低电压的情况下，会造成较大的导通损耗。专利(宁光富,许国,王辉,刘永露.单级式Boost全桥升压零电流开关直流变换器及其控制方法[P].湖南省：CN111884521B,2021-07-30)提出了一种只需使用两个反向阻断开关管和两个IGBT构成混合全桥来实现所有主开关管零电流开关的升压变换器，降低成本的同时有效提高效率，但该专利采用定频控制，实际上无法实现轻载下的所有半导体器件的零电流开通和关断。

发明内容

针对光伏发电直流升压汇集的发展趋势，并充分考虑成本、系统可靠性和损耗等因素后，本发明提供了一种新型的零电流开关全桥升压直流变换器，该变换器不再使用反向阻断开关管，且优化了控制方式，实现了宽负载范围所有半导体器件的零电流开通和关断，具有成本低、传输效率高和可靠性高的特点。

为达此目的，本发明提供了一种单级式零电流开关全桥升压直流变换器，其特征在于，包括原边和副边，所述原边包括有升压电感L_b、全桥模块、反向串联开关管组、L_C串联谐振腔，所述副边包括有倍压整流电路；原边和副边通过高频变压器T_r连接，

所述全桥模块包括有一个超前桥臂和滞后桥臂，所述超前桥臂包括有正向串联连接的第一开关管Q₁和第二开关管Q₂，所述滞后桥臂包括有正向串联连接的第三开关管Q₃和第四开关管Q₄，所述一个超前桥臂和滞后桥臂正向并联连接；

所述反向串联开关管组包括有反向串联连接的第五开关管Q₅和第六开关管Q₆；

所述L_C串联谐振腔包括有串联连接的谐振电容C_r和谐振电感L_r；

所述升压电感L_b连接至全桥模块的上端，反向串联开关管组、L_C串联谐振腔与高频变压器T_r的原边绕组串联后分别连接至第一开关管Q₁与第二开关管Q₂的串联点A和第三开关管Q₃与第四开关管Q₄的串联点B，高频变压器T_r的副边绕组则作为倍压整流电路的输入端。

上述结构中：本身请相比于现有技术不再使用反向阻断开关管，当谐振电流达到峰值时，全桥模块都可通过开关管或开关管的体二极管进行导通，降低了全桥模块中滞后桥臂上的的电流应力。

一种单级式零电流开关全桥升压直流变换器的控制方法，其特征在于，包括有如下步骤：

步骤1：

单级式零电流开关全桥升压直流变换器采用移相调频控制，谐振电容C_r和谐振电感L_r的串联谐振周期为T_s，开关周期为T_t，

移相控制方式：

移相控制方式为：开关管Q₁～Q₄的驱动信号具有相同的固定占空比D_c，且D_c>0.5，第五开关管Q₅和第六开关管Q₆的驱动信号具有相同的固定占空比0.5，第一开关管Q₁和第五开关管Q₅的驱动信号具有相同的开通起点，第三开关管Q₃和第六开关管Q₆的驱动信号具有相同的开通起点，第一开关管Q₁和第二开关管Q₂的驱动信号分别超前第三开关管Q₃和第四开关管Q₄半个开关周期0.5T_t，第一开关管Q₁的驱动信号同时还超前第二开关管Q₂的时间为φT_t，通过闭环控制φ可以实现功率和电压的调节；

步骤2：

调频控制方式：

调频控制方式为：根据不同功率变换频率，当功率减少时增大开关周期T_t，延长谐振电容C_r充电时间，提高谐振能量，使谐振电流峰值始终大于输入电流，使得每个开关周期T_t内开关管Q₁、Q₃存在通过其体二极管导通的时间段，为功率较低时可实现开关管Q₁、Q₃的零电流关断提供必要前提；

步骤3：

半导体器件的零电流开通与关断：

通过控制第六开关管Q₆的开通起点与Q₃相同，阻断谐振电流在开关管Q₆开通前反向流动，使其保持为零，从而实现了开关管Q₄、Q₅、第一续流二极管D_R1的零电流关断和开关管Q₃、Q₆、第二续流二极管D_R2的零电流开通；通过控制第一开关管Q₁的驱动信号，使其分别在电流为零和通过其体二极管导通时开通和关断，实现第一开关管Q₁零电流开通与关断的要求；

由对称性可知，单级式零电流开关全桥升压直流变换器可实现所有半导体器件的零电流开通与关断。

作为本发明进一步改进，所述单级式零电流开关全桥升压直流变换器在一个开关周期T_t内可分为10个开关模态，10个开关模态对称，包括有模态一t₀～t₁、模态二t₁～t₂、模态三t₂～t₃、模态四t₃～t₄、模态五t₄～t₅。

作为本发明进一步改进，所述模态一中在t₀时刻无电流流过开关管Q₂，此时零电流开通开关管Q₂，谐振电流i_Lr在t₁时刻下降为零，在t₀～t₁谐振电流i_Lr为快速线性下降。

作为本发明进一步改进，所述模态二中开关管Q₆阻断了谐振电流i_Lr反向流动，此时在t₁～t₂可零电流关断Q₄，所有其他电流保持为零，v_Cr保持不变，且输入侧不向输出侧传输功率，此时，输入电流I_in只流经升压电感L_b、开关管Q₁和Q₂，满足公式i_Q1＝i_Q2＝I_in。

作为本发明进一步改进，在模态三中在t₂时刻之前开关管Q₃、Q₅和Q₆的电流都为零，此时在t₂时刻可以零电流关断开关管Q₅、零电流开通开关管Q₃和Q₆，谐振电感L_r和谐振电容C_r从t₂时刻开始反向谐振，谐振电流i_Lr从零开始反向谐振上升，原边的输入电流I_in被分成两路，一路为开关管Q₁的电流i_Q1，另一路为流经开关管Q₅的体二极管、开关管Q₆、L_C串联谐振腔、高频变压器T_r的原边绕组、开关管Q₄的谐振电流，电流i_Q1和i_Lr汇集到开关管Q₂的电流i_Q2，且电流i_Q1随着谐振电流i_Lr的上升而下降，副边则由倍压整流电路中的第二整流二极管D_R2导通，从而高频变压器T_r的原边绕组电压v_p为-V_o/(2n)。

作为本发明进一步改进，在模态四中电流i_Q1在t₃时刻下降为零，此模态内全桥模块中开关管Q₂和Q₃、开关管Q₁和Q₄的体二极管中都有电流流过，此时i_Q1＝i_Q4＝(I_in+i_Lr)/2，i_Q2＝i_Q3＝(I_in-i_Lr)/2，流通开关管Q₅的体二极管、开关管Q₆、L_C串联谐振腔、高频变压器T_r的原边绕组谐振电流i_Lr继续反向谐振，且会在t₃'时刻达到峰值，之后则谐振下降，直至t₄时刻下降为与输入电流I_in一样大。

作为本发明进一步改进，在模态五中输入电流I_in只流经开关管Q₃、开关管Q₅的体二极管、开关管Q₆、L_C串联谐振腔、高频变压器T_r的原边绕组、开关管Q₂，满足i_Q2＝i_Lr＝I_in，v_p为-V_o/(2n)，由于输入电流I_in的恒定充电电流，v_Cr反向线性增加。

上述结构中：本发明使用移相变频控制方式，可以实现宽负载范围内有半导体器件的零电流开通与关断。

相对于现有技术，本发明具有如下优点：

(1)相比使用两个反向阻断开关管和两个IGBT构成混合全桥来实现所有主开关管零电流开关，该技术不再使用反向阻断开关管，当谐振电流达到峰值时，全桥模块都可通过开关管或开关管的体二极管进行导通，降低了全桥模块中滞后桥臂上的的电流应力；

(2)该变换器使用移相变频控制方式，可以实现宽负载范围内有半导体器件的零电流开通与关断。

附图说明

图1是本发明的主电路；

图2是该变换器在模态一电流流向图；

图3是该变换器在模态二电流流向图；

图4是该变换器在模态三电流流向图；

图5是该变换器在模态四电流流向图；

图6是该变换器在模态五电流流向图；

图7是该变换器的主要波形图。

具体实施方式

下面结合附图与具体实施方式对本发明作进一步详细描述：

实施方案：

参见图1，是单级式零电流开关全桥升压直流变换器的主电路，一种单级式零电流开关全桥升压直流变换器，包括原边和副边，所述原边包括有升压电感L_b、全桥模块、反向串联开关管组、L_C串联谐振腔，所述副边包括有倍压整流电路；原边和副边通过高频变压器T_r连接，

所述全桥模块包括有一个超前桥臂和滞后桥臂，所述超前桥臂包括有正向串联连接的第一开关管Q₁和第二开关管Q₂，所述滞后桥臂包括有正向串联连接的第三开关管Q₃和第四开关管Q₄，所述一个超前桥臂和滞后桥臂正向并联连接；

所述反向串联开关管组包括有反向串联连接的第五开关管Q₅和第六开关管Q₆；

所述L_C串联谐振腔包括有串联连接的谐振电容C_r和谐振电感L_r；

所述升压电感L_b连接至全桥模块的上端，反向串联开关管组、L_C串联谐振腔与高频变压器T_r的原边绕组串联后分别连接至第一开关管Q₁与第二开关管Q₂的串联点A和第三开关管Q₃与第四开关管Q₄的串联点B，高频变压器T_r的副边绕组则作为倍压整流电路的输入端。

上述结构中：本身请相比于现有技术不再使用反向阻断开关管，当谐振电流达到峰值时，全桥模块都可通过开关管或开关管的体二极管进行导通，降低了全桥模块中滞后桥臂上的的电流应力。

一种单级式零电流开关全桥升压直流变换器的控制方法，其特征在于，包括有如下步骤：

步骤1：

单级式零电流开关全桥升压直流变换器采用移相调频控制，谐振电容C_r和谐振电感L_r的串联谐振周期为T_s，开关周期为T_t，

移相控制方式：

移相控制方式为：开关管Q₁～Q₄的驱动信号具有相同的固定占空比D_c，且D_c>0.5，第五开关管Q₅和第六开关管Q₆的驱动信号具有相同的固定占空比0.5，第一开关管Q₁和第五开关管Q₅的驱动信号具有相同的开通起点，第三开关管Q₃和第六开关管Q₆的驱动信号具有相同的开通起点，第一开关管Q₁和第二开关管Q₂的驱动信号分别超前第三开关管Q₃和第四开关管Q₄半个开关周期0.5T_t，第一开关管Q₁的驱动信号同时还超前第二开关管Q₂的时间为φT_t，通过闭环控制φ可以实现功率和电压的调节；

步骤2：

调频控制方式：

调频控制方式为：根据不同功率变换频率，当功率减少时增大开关周期T_t，延长谐振电容C_r充电时间，提高谐振能量，使谐振电流峰值始终大于输入电流，使得每个开关周期T_t内开关管Q₁、Q₃存在通过其体二极管导通的时间段，为功率较低时可实现开关管Q₁、Q₃的零电流关断提供必要前提；

步骤3：

半导体器件的零电流开通与关断：

通过控制第六开关管Q₆的开通起点与Q₃相同，阻断谐振电流在开关管Q₆开通前反向流动，使其保持为零，从而实现了开关管Q₄、Q₅、第一续流二极管D_R1的零电流关断和开关管Q₃、Q₆、第二续流二极管D_R2的零电流开通；通过控制第一开关管Q₁的驱动信号，使其分别在电流为零和通过其体二极管导通时开通和关断，实现第一开关管Q₁零电流开通与关断的要求；

由对称性可知，单级式零电流开关全桥升压直流变换器可实现所有半导体器件的零电流开通与关断。

所提变换器在一个开关周期T_t可分为10个开关模态，其主要波形如图7所示。由于对称性，下面对半个开关周期[t₀～t₅]内的5个开关模态进行详细说明。

模态一(t₀～t₁)：本模态的电流通路如图2所示。在t₀时刻之前，没有电流流过开关管Q₂，所以可以在t₀时刻零电流开通开关管Q₂。原边的输入电流I_in流经开关管Q₁后被分成两路，一路为流经开关管Q₂的电流i_Q2，另一路为流经开关管Q₅、开关管Q₆的体二极管、高频变压器T_r的原边绕组、L_C串联谐振腔、开关管Q₄的谐振电流i_Lr。副边则由倍压整流电路中的第一整流二极管D_R1导通，从而高频变压器T_r的原边绕组电压v_p为V_o/(2n)(V_o为输出电压，n为高频变压器T_r的副边绕组匝数和原边绕组匝数之比)。谐振电容C_r的电压v_Cr为正的最大值，而谐振电感L_r的电压v_Lr满足v_Lr＝-v_Cr-v_p，所以v_Lr为负值。同时由于谐振电感L_r相对较小，所以谐振电流i_Lr可以认为是快速线性下降，且于t₁时刻下降为零，从而完成了从开关管Q₄到开关管Q₂的换流。

模态二(t₁～t₂)：本模态的电流通路如图3所示。由于开关管Q₆阻断了谐振电流i_Lr反向流动，因此，即使开关管Q₄的保持开通状态，其电流i_Q4在本模态中仍保持为零，所以在此模态内可零电流关断Q₄。而输入电流I_in只流经升压电感L_b、开关管Q₁和Q₂，所以本模态中满足i_Q1＝i_Q2＝I_in。此外，本模态中的所有其他电流保持为零，v_Cr保持不变，且输入侧不向输出侧传输功率。

模态三(t₂～t₃)：本模态的电流通路如图4所示。因为在t₂时刻之前开关管Q₃、Q₅和Q₆的电流都为零，所以在t₂时刻可以零电流关断开关管Q₅、零电流开通开关管Q₃和Q₆。谐振电感L_r和谐振电容C_r从t₂时刻开始反向谐振，谐振电流i_Lr从零开始反向谐振上升，原边的输入电流I_in被分成两路，一路为开关管Q₁的电流i_Q1，另一路为流经开关管Q₅的体二极管、开关管Q₆、L_C串联谐振腔、高频变压器T_r的原边绕组、开关管Q₄的谐振电流i_Lr，电流i_Q1和i_Lr汇集到开关管Q₂的电流i_Q2，且电流i_Q1随着谐振电流i_Lr的上升而下降。副边则由倍压整流电路中的第二整流二极管D_R2导通，从而高频变压器T_r的原边绕组电压v_p为-V_o/(2n)。

模态四(t₃～t₄)：本模态的电流通路如图5所示。电流i_Q1在t₃时刻下降为零，此模态内全桥模块中开关管Q₂和Q₃、开关管Q₁和Q₄的体二极管中都有电流流过，此时i_Q1＝i_Q4＝(I_in+i_Lr)/2，i_Q2＝i_Q3＝(I_in-i_Lr)/2，流通开关管Q₅的体二极管、开关管Q₆、L_C串联谐振腔、高频变压器T_r的原边绕组谐振电流i_Lr继续反向谐振，且会在t₃'时刻达到峰值，之后则谐振下降，直至t₄时刻下降为与输入电流I_in一样大。因此，电流i_Q1于t₄时刻反向下降为零，从而完成了从开关管Q₁到开关管Q₃的换流。另外，在本模态中，电流i_Q1一直流经开关管Q₁的反并联二极管，因此，在本模态中的任意时刻关断开关管Q₁都能实现零电流关断。不是一般性，可选择在t₃'时刻零电流关断开关管Q₁。

模态五(t₄～t₅)：本模态的电流通路如图6所示。可见，输入电流I_in只流经开关管Q₃、开关管Q₅的体二极管、开关管Q₆、L_C串联谐振腔、高频变压器T_r的原边绕组、开关管Q₂，所以满足i_Q2＝i_Lr＝I_in。本模态中，v_p为-V_o/(2n)。另外，由于输入电流I_in的恒定充电电流，v_Cr反向线性增加。

综上所述，本发明通过控制超前桥臂和滞后桥臂之间的移相时间

可以实现变换器传输功率和升压比的调节，并使用反向串联开关管组来避免电流下降为零之后继续反向谐振，可明显降低导通损耗；另外，通过变频控制改变谐振电容C_r充电时间，使通过开关管Q₁的电流在模态四可从Q₁的反并联二极管中流过，为开关管Q₁实现零电流关断提供条件；最后，根据电路和工作原理的对称性可知，所有原边开关管以及副边整流二极管都能够实现零电流开通和关断。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非是对本发明作任何其他形式的限制，而依据本发明的技术实质所作的任何修改或等同变化，仍属于本发明所要求保护的范围。

Claims (8)

1.一种单级式零电流开关全桥升压直流变换器，其特征在于，包括原边和副边，所述原边包括有升压电感L_b、全桥模块、反向串联开关管组、L_C串联谐振腔，所述副边包括有倍压整流电路；原边和副边通过高频变压器T_r连接，

所述全桥模块包括有一个超前桥臂和滞后桥臂，所述超前桥臂包括有正向串联连接的第一开关管Q₁和第二开关管Q₂，所述滞后桥臂包括有正向串联连接的第三开关管Q₃和第四开关管Q₄，所述一个超前桥臂和滞后桥臂正向并联连接；

所述反向串联开关管组包括有反向串联连接的第五开关管Q₅和第六开关管Q₆；

所述L_C串联谐振腔包括有串联连接的谐振电容C_r和谐振电感L_r；

所述升压电感L_b连接至全桥模块的上端，反向串联开关管组、L_C串联谐振腔与高频变压器T_r的原边绕组串联后分别连接至第一开关管Q₁与第二开关管Q₂的串联点A和第三开关管Q₃与第四开关管Q₄的串联点B，高频变压器T_r的副边绕组则作为倍压整流电路的输入端。

2.一种单级式零电流开关全桥升压直流变换器的控制方法，其特征在于，包括有如下步骤：

步骤1：

单级式零电流开关全桥升压直流变换器采用移相调频控制，谐振电容C_r和谐振电感L_r的串联谐振周期为T_s，开关周期为T_t

移相控制方式：

移相控制方式为：开关管Q₁～Q₄的驱动信号具有相同的固定占空比D_c，且D_c>0.5，第五开关管Q₅和第六开关管Q₆的驱动信号具有相同的固定占空比0.5，第一开关管Q₁和第五开关管Q₅的驱动信号具有相同的开通起点，第三开关管Q₃和第六开关管Q₆的驱动信号具有相同的开通起点，第一开关管Q₁和第二开关管Q₂的驱动信号分别超前第三开关管Q₃和第四开关管Q₄半个开关周期0.5T_t，第一开关管Q₁的驱动信号同时还超前第二开关管Q₂的时间为φT_t，通过闭环控制φ可以实现功率和电压的调节；

步骤2：

调频控制方式：

调频控制方式为：根据不同功率变换频率，当功率减少时增大开关周期T_t，延长谐振电容C_r充电时间，提高谐振能量，使谐振电流峰值始终大于输入电流，使得每个开关周期T_t内开关管Q₁、Q₃存在通过其体二极管导通的时间段，为功率较低时可实现开关管Q₁、Q₃的零电流关断提供必要前提；

步骤3：

半导体器件的零电流开通与关断：

通过控制第六开关管Q₆的开通起点与Q₃相同，阻断谐振电流在开关管Q₆开通前反向流动，使其保持为零，从而实现了开关管Q₄、Q₅、第一续流二极管D_R1的零电流关断和开关管Q₃、Q₆、第二续流二极管D_R2的零电流开通；通过控制第一开关管Q₁的驱动信号，使其分别在电流为零和通过其体二极管导通时开通和关断，实现第一开关管Q₁零电流开通与关断的要求；

由对称性可知，单级式零电流开关全桥升压直流变换器可实现所有半导体器件的零电流开通与关断。

3.根据权利要求2所述的一种单级式零电流开关全桥升压直流变换器的控制方法，其特征在于，所述单级式零电流开关全桥升压直流变换器在一个开关周期T_t内可分为10个开关模态，10个开关模态对称，包括有模态一t₀～t₁、模态二t₁～t₂、模态三t₂～t₃、模态四t₃～t₄、模态五t₄～t₅。

4.根据权利要求3所述的一种单级式零电流开关全桥升压直流变换器及其控制方法，其特征在于，所述模态一中在t₀时刻无电流流过开关管Q₂，此时零电流开通开关管Q₂，谐振电流i_Lr在t₁时刻下降为零，在t₀～t₁谐振电流i_Lr为快速线性下降。

5.根据权利要求3所述的一种单级式零电流开关全桥升压直流变换器及其控制方法，其特征在于，所述模态二中开关管Q₆阻断了谐振电流i_Lr反向流动，此时在t₁～t₂可零电流关断Q₄，所有其他电流保持为零，v_Cr保持不变，且输入侧不向输出侧传输功率，此时，输入电流I_in只流经升压电感L_b、开关管Q₁和Q₂，满足公式i_Q1＝i_Q2＝I_in。

6.根据权利要求3所述的一种单级式零电流开关全桥升压直流变换器及其控制方法，其特征在于，在模态三中在t₂时刻之前开关管Q₃、Q₅和Q₆的电流都为零，此时在t₂时刻可以零电流关断开关管Q₅、零电流开通开关管Q₃和Q₆，谐振电感L_r和谐振电容C_r从t₂时刻开始反向谐振，谐振电流i_Lr从零开始反向谐振上升，原边的输入电流I_in被分成两路，一路为开关管Q₁的电流i_Q1，另一路为流经开关管Q₅的体二极管、开关管Q₆、L_C串联谐振腔、高频变压器T_r的原边绕组、开关管Q₄的谐振电流，电流i_Q1和i_Lr汇集到开关管Q₂的电流i_Q2，且电流i_Q1随着谐振电流i_Lr的上升而下降，副边则由倍压整流电路中的第二整流二极管D_R2导通，从而高频变压器T_r的原边绕组电压v_p为-V_o/(2n)。

7.根据权利要求3所述的一种单级式零电流开关全桥升压直流变换器及其控制方法，其特征在于，在模态四中电流i_Q1在t₃时刻下降为零，此模态内全桥模块中开关管Q₂和Q₃、开关管Q₁和Q₄的体二极管中都有电流流过，此时i_Q1＝i_Q4＝(I_in+i_Lr)/2，i_Q2＝i_Q3＝(I_in-i_Lr)/2，流通开关管Q₅的体二极管、开关管Q₆、L_C串联谐振腔、高频变压器T_r的原边绕组谐振电流i_Lr继续反向谐振，且会在t₃'时刻达到峰值，之后则谐振下降，直至t₄时刻下降为与输入电流I_in一样大。

8.根据权利要求3所述的一种单级式零电流开关全桥升压直流变换器及其控制方法，其特征在于，在模态五中输入电流I_in只流经开关管Q₃、开关管Q₅的体二极管、开关管Q₆、L_C串联谐振腔、高频变压器T_r的原边绕组、开关管Q₂，满足i_Q2＝i_Lr＝I_in，v_p为-V_o/(2n)，由于输入电流I_in的恒定充电电流，v_Cr反向线性增加。

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