CN111884521A - 单级式Boost全桥升压零电流开关直流变换器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种单级式Boost全桥升压零电流开关直流变换器及其控制方法，变换器原边由一个升压电感、LC串联谐振腔和全桥模块组成，其中全桥模块滞后桥臂的两个开关管分别正向串联一个二极管，以防电流反向流通，而副边为倍压整流电路，原副边通过高频变压器连接。变换器采用定频移相PWM控制。超前桥臂的两个开关管驱动具有相同的大于0.5的占空比，且相位差半个开关周期。滞后桥臂的两个开关管驱动占空比均为0.5，且相位差半个开关周期。两个桥臂对角线上的开关管驱动之间具有一个移相角，超前桥臂的驱动占空比与该移相角满足一个固定关系式，通过控制该移相角可以调节传输功率和升压比的大小。本发明可以实现所有半导体器件的零电流开通和关断。

Description

单级式Boost全桥升压零电流开关直流变换器及其控制方法
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，主要应用于光伏发电直流升压汇集系统中，涉及Boost全桥升压型零电流开关直流变换器。
背景技术
根据REN21(世纪可再生能源政策网络)发布的《全球可再生能源现状报告2019》，2018年全球新能源发电新增装机容量达到181GW，其中光伏发电约新增100GW。光伏发电采用中压直流汇集是未来一个重要的发展方向，我国国家重点研发计划智能电网专项早在2016年的第一批项目中，就设立了一个“大型光伏电站直流升压汇集接入关键技术及设备研制”专题。针对单级式MPPT型光伏发电中压直流汇集方案，中国科学院电工研究所研究了Boost全桥升压变换器的工作性能(X.Huang,H.Wang,L.Guo,Y.Wang and H.Xu,"DC-SeriesPV Collection DC/DC Converter with Wide Output Voltage Regulation Range,"IECON 2018-44th Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society,Washington,DC,2018,pp.4359-4364.)，但所有开关管都是硬关断的，开关损耗大。文献(R.Suryadevara and L.Parsa,"Full-Bridge ZCS-Converter-Based High-Gain ModularDC-DC Converter for PV Integration With Medium-Voltage DC Grids,"in IEEETransactions on Energy Conversion,vol.34,no.1,pp.302-312,March 2019.)提出了一种可以实现所有主开关管零电流开关的全桥升压变换器，其中四个主开关采用单向导通器件，比如采用IGBT串联二极管的方式。利用开关器件的单向导电性，保证谐振电流下降为零之后不会继续反向谐振，从而实现开关器件的ZCS开通和关断。但由于需要在每个IGBT上串联一个二极管，所以增加了该变换器的导通损耗。
发明内容
针对光伏发电直流升压汇集系统中已有的单级式Boost全桥升压汇集方案中存在每个开关管额外串联了一个阻断二极管导致导通损耗明显升高的问题，本发明提供单级式Boost全桥升压零电流开关直流变换器，在减少阻断二极管数量的同时，缩短了其导通时间，并可以实现所有半导体器件的零电流开通和关断，从而提高传输效率；
为达此目的，本发明提供单级式Boost全桥升压零电流开关直流变换器，所述单级式Boost全桥升压零电流开关直流变换器包括升压电感Lb、复合型全桥电路、LC串联谐振腔、高频变压器Tr和倍压整流电路；其特征在于，所述复合型全桥电路由一个超前桥臂和滞后桥臂组成，所述超前桥臂由第一开关管Q1和第二开关管Q2正向串联组成，滞后桥臂由第一阻断二极管Db1、第三开关管Q3、第四开关管Q4、第二阻断二极管Db2正向串联组成，两个桥臂正向并联；所述LC串联谐振腔由谐振电容Cr和谐振电感Lr串联组成；升压电感Lb连接至复合型全桥电路的上端，LC串联谐振腔与高频变压器Tr的原边绕组串联后分别连接至第一开关管Q1与第二开关管Q2的串联点A和第三开关管Q3与第四开关管Q4的串联点B，高频变压器Tr的副边绕组则作为倍压整流电路的输入。
本发明提供单级式Boost全桥升压零电流开关直流变换器的控制方法，其特征在于，变换器采用固定频率的移相PWM控制，开关周期为Ts，谐振电容Cr和谐振电感Lr的串联谐振周期为Tsr；超前桥臂中第一开关管Q1和第二开关管Q2的驱动具有相同占空比Dc，Dc>0.5，且两者相位差0.5Ts；滞后桥臂中第三开关管Q3和第四开关管Q4的驱动占空比均为0.5，且两者相位差0.5Ts；第四开关管Q4的驱动滞后第一开关管Q1的驱动的时间长度为
Figure BDA0002619233220000022
第三开关管Q3的驱动滞后第二开关管Q2的驱动的时间长度为也
Figure BDA0002619233220000024
DcTs与
Figure BDA0002619233220000023
之间的关系满足下式；
Figure BDA0002619233220000021
通过控制超前桥臂和滞后桥臂之间的移相时间
Figure BDA0002619233220000025
可以相应改变第一开关管Q1和第二开关管Q2的驱动占空比Dc，且可调节整个变换器传输功率和升压比的大小。
作为本发明控制方法进一步改进，在任何时刻，最多只有一个阻断二极管甚至没有阻断二极管参与组成电流通路，并且实现所有开关管和二极管的零电流开通和关断。
相对于现有技术，本发明具有如下优点，1)该技术方案只需要两个阻断二极管即可，比现有减少两个；2)每个工作模态中最多只有一个阻断二极管甚至没有阻断二极管参与组成电流通路，可明显降低导通损耗，3)可以实现所有原边开关管和二极管以及副边整流二极管的零电流开通和关断。
附图说明
图1是本发明的主电路；
图2是本发明的典型工作波形；
图3是本发明模态一的电流通路图；
图4是本发明模态二的电流通路图；
图5是本发明模态三的电流通路图；
图6是本发明模态四的电流通路图；
图7是本发明模态五的电流通路图。
具体实施方式
下面结合附图与具体实施方式对本发明作进一步详细描述：
本发明提供单级式Boost全桥升压零电流开关直流变换器，在减少阻断二极管数量的同时，缩短了其导通时间，并可以实现所有半导体器件的零电流开通和关断，从而提高传输效率。
为了加深对本发明的理解，下面结合附图对本实施例做详细的说明：
实施案例：参见图1，是单级式Boost全桥升压零电流开关直流变换器的主电路，含升压电感Lb、复合型全桥电路、LC串联谐振腔、高频变压器Tr和倍压整流电路；其中复合型全桥电路由一个超前桥臂和滞后桥臂组成，且超前桥臂由第一开关管Q1和第二开关管Q2正向串联组成，而滞后桥臂由第一阻断二极管Db1、第三开关管Q3、第四开关管Q4、第二阻断二极管Db2正向串联组成，两个桥臂正向并联；LC串联谐振腔由谐振电容Cr和谐振电感Lr串联组成；升压电感Lb连接至复合型全桥电路的上端，LC串联谐振腔与高频变压器Tr的原边绕组串联后分别连接至第一开关管Q1与第二开关管Q2的串联点A和第三开关管Q3与第四开关管Q4的串联点B，高频变压器Tr的副边绕组则作为倍压整流电路的输入。变换器采用固定频率的移相PWM控制，开关周期为Ts；超前桥臂中第一开关管Q1和第二开关管Q2的驱动具有相同占空比Dc，且两者相位差0.5Ts；滞后桥臂中第三开关管Q3和第四开关管Q4的驱动占空比均为0.5，且两者相位差0.5Ts；第四开关管Q4的驱动滞后第一开关管Q1的驱动的时间长度为
Figure BDA0002619233220000032
第三开关管Q3的驱动滞后第二开关管Q2的驱动的时间长度为也
Figure BDA0002619233220000034
DcTs与
Figure BDA0002619233220000033
之间的关系满足下式，因此，Dc>0.5。
Figure BDA0002619233220000031
式中Tsr为谐振电容Cr和谐振电感Lr的串联谐振周期。
单级式Boost全桥升压零电流开关直流变换器所对应的典型工作波形如图2。可见，t0～t10为一个完整的开关周期，一个开关周期包括十个开关模态：t0～t5为前半开关周期，t5～t10为后半开关周期。根据本发明主电路拓扑和工作原理的对称性，下面只分析前半开关周期t0～t5内的五个工作模态，分别对应图3～7：
模态一(t0～t1)：本模态的电流通路如图3所示。t0时刻之前没有电流流过开关管Q1，所以可以在t0时刻零电流开通开关管Q1。原边的输入电流Iin被分成两路，一路为流经开关管Q1的电流iQ1，另一路为流经阻断二极管Db1、开关管Q3、高频变压器Tr的原边绕组、LC串联谐振腔的谐振电流ir，电流iQ1和ir汇集到开关管Q2的电流iQ2。副边则由倍压整流电路中的第二整流二极管DR2导通，从而高频变压器Tr的原边绕组电压vp为-0.5Vo/n(Vo为输出电压，n为高频变压器Tr的副边绕组匝数和原边绕组匝数之比)。谐振电容Cr的电压vCr为负的最小值，而谐振电感Lr的电压vLr满足vLr＝-vCr-vp，所以vLr为正值。同时由于谐振电感Lr相对较小，所以谐振电流ir可以认为是快速线性下降，且于t1时刻下降为零，从而完成了从阻断二极管Db1和开关管Q3到开关管Q1的换流。
模态二(t1～t2)：本模态的电流通路如图4所示。由于二极管Db1阻断了电流反向流经开关管Q3，因此，即使开关管Q3的保持开通状态，其电流iQ3在本模态中仍保持为零。而输入电流Iin只流经升压电感Lb、开关管Q1和Q2，所以本模态中满足iQ1＝iQ2＝Iin。此外，本模态中的所有其他电流保持为零，vCr保持不变，且输入侧不向输出侧传输功率。
模态三(t2～t3)：本模态的电流通路如图5所示。因为在t2时刻之前开关管Q3和Q4的电流都为零，所以在t2时刻可以零电流关断开关管Q3、零电流开通开关管Q4。谐振电感Lr和谐振电容Cr从t2时刻开始正向谐振，谐振电流ir从零开始谐振上升，原边的输入电流Iin流经开关管Q1后被分成两路，一路为开关管Q2的电流iQ2，另一路为流经LC串联谐振腔、高频变压器Tr的原边绕组、开关管Q4、阻断二极管Db2的谐振电流ir，且电流iQ2随着谐振电流ir的上升而下降。副边则由倍压整流电路中的第一整流二极管DR1导通，从而高频变压器Tr的原边绕组电压vp为0.5Vo/n。
模态四(t3～t4)：本模态的电流通路如图6所示。电流iQ2在t3时刻下降为零，之后则通过开关管Q2的反并联二极管继续随着谐振电流ir而反向变化。而谐振电流ir则会在t3'时刻达到峰值，之后则谐振下降，直至t4时刻下降为与输入电流Iin一样大。因此，电流iQ2于t4时刻反向下降为零，从而完成了从开关管Q2到开关管Q4和阻断二极管Db2的换流。另外，在本模态中，电流iQ2一直流经开关管Q2的反并联二极管，因此，在本模态中的任意时刻关断开关管Q2都能实现零电流关断。不是一般性，可选择在t3'时刻零电流关断开关管Q2。
模态五(t4～t5)：本模态的电流通路如图7所示。可见，输入电流Iin只流经开关管Q1、LC串联谐振腔、高频变压器Tr的原边绕组、开关管Q4和阻断二极管Db2，所以满足iQ1＝ir＝Iin。本模态中，vp为0.5Vo/n。另外，由于输入电流Iin的恒定充电电流，vCr线性增加。
综上所述，通过控制超前桥臂和滞后桥臂之间的移相时间
Figure BDA0002619233220000041
可以实现变换器传输功率和升压比的调节。另外，本发明具只需要两个阻断二极管即可避免电流下降为零之后继续反向谐振；且每个工作模态中最多只有一个阻断二极管甚至没有阻断二极管参与组成电流通路，可明显降低导通损耗；最后，根据电路和工作原理的对称性可知，所有原边开关管和二极管以及副边整流二极管都能够实现零电流开通和关断。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非是对本发明作任何其他形式的限制，而依据本发明的技术实质所作的任何修改或等同变化，仍属于本发明所要求保护的范围。

Claims (3)

1.单级式Boost全桥升压零电流开关直流变换器，所述单级式Boost全桥升压零电流开关直流变换器包括升压电感Lb、复合型全桥电路、LC串联谐振腔、高频变压器Tr和倍压整流电路；其特征在于，所述复合型全桥电路由一个超前桥臂和滞后桥臂组成，所述超前桥臂由第一开关管Q1和第二开关管Q2正向串联组成，滞后桥臂由第一阻断二极管Db1、第三开关管Q3、第四开关管Q4、第二阻断二极管Db2正向串联组成，两个桥臂正向并联；所述LC串联谐振腔由谐振电容Cr和谐振电感Lr串联组成；升压电感Lb连接至复合型全桥电路的上端，LC串联谐振腔与高频变压器Tr的原边绕组串联后分别连接至第一开关管Q1与第二开关管Q2的串联点A和第三开关管Q3与第四开关管Q4的串联点B，高频变压器Tr的副边绕组则作为倍压整流电路的输入。
2.根据权利1所述的单级式Boost全桥升压零电流开关直流变换器的控制方法，其特征在于，变换器采用固定频率的移相PWM控制，开关周期为Ts，谐振电容Cr和谐振电感Lr的串联谐振周期为Tsr；超前桥臂中第一开关管Q1和第二开关管Q2的驱动具有相同占空比Dc，Dc>0.5，且两者相位差0.5Ts；滞后桥臂中第三开关管Q3和第四开关管Q4的驱动占空比均为0.5，且两者相位差0.5Ts；第四开关管Q4的驱动滞后第一开关管Q1的驱动的时间长度为
Figure FDA0002619233210000011
第三开关管Q3的驱动滞后第二开关管Q2的驱动的时间长度为也
Figure FDA0002619233210000012
DcTs与
Figure FDA0002619233210000015
之间的关系满足下式；
Figure FDA0002619233210000013
通过控制超前桥臂和滞后桥臂之间的移相时间
Figure FDA0002619233210000014
第一开关管Q1和第二开关管Q2的驱动占空比Dc会相应变化，从而实现整个变换器传输功率和升压比的调节。
3.根据权利2所述的单级式Boost全桥升压零电流开关直流变换器的控制方法，其特征在于，在任何时刻，最多只有一个阻断二极管甚至没有阻断二极管参与组成电流通路，并且实现所有开关管和二极管的零电流开通和关断。
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