CN115347797B - 一种双向串联谐振型dc-dc变换器的pwm调制方法 - Google Patents

一种双向串联谐振型dc-dc变换器的pwm调制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种双向串联谐振型DC‑DC变换器的PWM调制方法，其应用于双向串联谐振型DC‑DC变换器中，该双向串联谐振型DC‑DC变换器的PWM调制方法为：在正向升压传输功率模式中控制各个原边开关管和副边下管的PWM驱动信号的占空比，在正向降压传输功率模式中，控制原边上管和副边上管的PWM驱动信号的占空比，在反向降压传输功率模式中，控制副边上管和原边上管的PWM驱动信号的占空比，在反向升压传输功率模式中，控制各个副边开关管和原边下管的PWM驱动信号的占空比。本发明能够实现谐振型直流变换器的双向升降压和能量流动方向平滑切换，不存在功率回流问题、实施简单、整体损耗小。

Description

一种双向串联谐振型DC-DC变换器的PWM调制方法
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种应用于储能或光伏发电、直流变换、直流电源等行业中，基于双向串联谐振型DC-DC变换器的PWM调制方法。
背景技术
目前主流应用的隔离型双向变换器有双有源桥式（Dual active bridge，以下简称DAB）双向直流变换器以及谐振型双向直流变换器，用以实现升降压。
目前应用的DAB双向直流变换器是在全桥变换器发展而来。DAB双向直流变换器可以实现双向升降压，其调制方式有以下三种：（1）单移相，该控制算法简单，但是回流功率较大，整体效率较低；（2）双重移相，该控制算法比单移相复杂，回流功率比单移相有所改善；（3）三重移相，该控制算法复杂，回流功率较小，整体效率较高。由此可见，针对DAB双向直流变换器虽然已有出多种优化的移相调制算法，能量流动方向可以平滑切换，但仍存在回流功率、软开关（零电压开关和零电流开关，以下简称ZVS和ZCS）范围窄、关断损耗大等问题。
谐振型双向直流变换器，有LC、LLC、CLLC等类型，其最常用的调制方法是变频控制，通过改变开关频率来改变电压增益。变频调制方法下，谐振型变换器能够实现较宽的电压增益范围和全范围的软开关，以及较高传递效率。对于LC/LLC谐振类型，由于双向的电压增益特性不对称，不能实现双向升降压，正向升压，反向只能降压；对于CLLC谐振类型虽然对称性强，但硬件结构复杂，元器件数量多。
发明内容
本发明的目的是提供一种针对谐振型直流变换器，能够使其实现双向升降压和能量流动方向平滑切换，但无功率回流问题、实施简单、整体损耗小的双向串联谐振型DC-DC变换器的PWM调制方法。
为达到上述目的，本发明采用的技术方案是：
一种双向串联谐振型DC-DC变换器的PWM调制方法，应用于双向串联谐振型DC-DC变换器中，所述双向串联谐振型DC-DC变换器包括原边桥式电路和副边桥式电路，所述原边桥式电路包括四个原边开关管，分别为第一原边上管、第一原边下管、第二原边上管和第二原边下管，所述第一原边上管和所述第一原边下管串联构成第一原边桥臂，所述第二原边上管和所述第二原边下管串联构成第二原边桥臂，所述副边桥式电路包括四个副边开关管，分别为第一副边上管、第一副边下管、第二副边上管和第二副边下管，所述第一副边上管和所述第一副边下管串联构成第一副边桥臂，所述第二副边上管和所述第二副边下管串联构成第二副边桥臂，所述双向串联谐振型DC-DC变换器的PWM调制方法应用于由所述原边桥式电路向所述副边桥式电路正向升压传输功率模式、由所述原边桥式电路向所述副边桥式电路正向降压传输功率模式、由所述副边桥式电路向所述原边桥式电路反向降压传输功率模式、由所述副边桥式电路向所述原边桥式电路反向升压传输功率模式中；
在由所述原边桥式电路向所述副边桥式电路正向升压传输功率模式中，控制各个所述原边开关管的PWM驱动信号的占空比为0.5，控制所述第一副边下管的PWM驱动信号和所述第二副边下管的PWM驱动信号的占空比相等且大于0.5；
在由所述原边桥式电路向所述副边桥式电路正向降压传输功率模式中，控制所述第一原边上管的PWM驱动信号的占空比和所述第二原边上管的PWM驱动信号的占空比相等且小于0.5，控制所述第一副边上管的PWM驱动信号的占空比和所述第二副边上管的PWM驱动信号的占空比为0，或者控制所述第一副边上管的PWM驱动信号的占空比和所述第二副边上管的PWM驱动信号的占空比相等且大于或等于所述第一原边上管的PWM驱动信号的占空比；
在由所述副边桥式电路向所述原边桥式电路反向降压传输功率模式中，控制所述第一副边上管的PWM驱动信号的占空比和所述第二副边上管的PWM驱动信号的占空比相等且小于0.5，控制所述第一原边上管的PWM驱动信号的占空比和所述第二原边上管的PWM驱动信号的占空比为0，或者控制所述第一原边上管的PWM驱动信号的占空比和所述第二原边上管的PWM驱动信号的占空比相等且大于或等于所述第一副边上管的PWM驱动信号的占空比；
在由所述副边桥式电路向所述原边桥式电路反向升压传输功率模式中，控制各个所述副边开关管的PWM驱动信号的占空比为0.5，控制所述第一原边下管的PWM驱动信号和所述第二原边下管的PWM驱动信号的占空比相等且大于0.5。
在由所述原边桥式电路向所述副边桥式电路正向升压传输功率模式中，所述第一原边上管的PWM驱动信号与所述第二原边下管的PWM驱动信号相同，所述第一原边下管的PWM驱动信号与所述第二原边上管的PWM驱动信号相同，所述第一原边上管的PWM驱动信号和所述第一原边下管的PWM驱动信号互补；所述第一副边下管的PWM驱动信号的上升沿与所述第一原边下管的PWM驱动信号的上升沿对齐，所述第二副边下管的PWM驱动信号的上升沿与所述第二原边下管的PWM驱动信号的上升沿对齐。
所述第一副边上管和所述第二副边上管关断，或者所述第一副边上管在所述第一副边下管关断时开通、在所述第一副边下管开通前关断，所述第二副边上管在所述第二副边下管关断时开通、在所述第二副边下管开通前关断。
在由所述原边桥式电路向所述副边桥式电路正向降压传输功率模式中，所述原边桥式电路工作于对管同步开关模式或对管不同步开关模式；
所述原边桥式电路工作于对管同步开关模式时，所述第一原边上管的PWM驱动信号与所述第二原边下管的PWM驱动信号相同，所述第一原边下管的PWM驱动信号与所述第二原边上管的PWM驱动信号相同，所述第一原边上管的PWM驱动信号和所述第一原边下管的PWM驱动信号互补；
所述原边桥式电路工作于对管不同步开关模式时，所述第一原边下管的PWM驱动信号与所述第二原边下管的PWM驱动信号互补，所述第一原边下管的PWM驱动信号的占空比和所述第二原边下管的PWM驱动信号的占空比为0.5，所述第一原边上管的PWM驱动信号的上升沿与所述第二原边下管的PWM驱动信号的上升沿对齐，所述第二原边上管的PWM驱动信号的上升沿与所述第一原边下管的PWM驱动信号的上升沿对齐。
所述第一副边下管的PWM驱动信号与所述第一原边下管的PWM驱动信号相同，所述第二副边下管的PWM驱动信号与所述第二原边下管的PWM驱动信号相同。
当所述第一副边上管的PWM驱动信号的占空比和所述第二副边上管的PWM驱动信号的占空比相等且大于或等于所述第一原边上管的PWM驱动信号的占空比时，所述第一副边上管的PWM驱动信号的上升沿与所述第一原边上管的PWM驱动信号的上升沿对齐，所述第二副边上管的PWM驱动信号的上升沿与所述第二原边上管的PWM驱动信号的上升沿对齐。
在由所述副边桥式电路向所述原边桥式电路反向降压传输功率模式中，所述副边桥式电路工作于对管同步开关模式或对管不同步开关模式；
所述副边桥式电路工作于对管同步开关模式时，所述第一副边上管的PWM驱动信号与所述第二副边下管的PWM驱动信号相同，所述第一副边下管的PWM驱动信号与所述第二副边上管的PWM驱动信号相同，所述第一副边上管的PWM驱动信号和所述第一副边下管的PWM驱动信号互补；
所述副边桥式电路工作于对管不同步开关模式时，所述第一副边下管的PWM驱动信号与所述第二副边下管的PWM驱动信号互补，所述第一副边下管的PWM驱动信号的占空比和所述第二副边下管的PWM驱动信号的占空比为0.5，所述第一副边上管的PWM驱动信号的上升沿与所述第二副边下管的PWM驱动信号的上升沿对齐，所述第二副边上管的PWM驱动信号的上升沿与所述第一副边下管的PWM驱动信号的上升沿对齐。
所述第一副边下管的PWM驱动信号的上升沿与所述第一原边下管的PWM驱动信号的上升沿对齐，所述第二副边下管的PWM驱动信号的上升沿与所述第二原边下管的PWM驱动信号的上升沿对齐。
当所述第一原边上管的PWM驱动信号的占空比和所述第二原边上管的PWM驱动信号的占空比为0时，所述第一原边下管的PWM驱动信号的占空比和所述第二原边下管的PWM驱动信号的占空比为0；当所述第一原边上管的PWM驱动信号的占空比和所述第二原边上管的PWM驱动信号的占空比相等且大于或等于所述第一副边上管的PWM驱动信号的占空比时，所述第一原边上管的PWM驱动信号的上升沿与所述第一副边上管的PWM驱动信号的上升沿对齐，所述第二原边上管的PWM驱动信号的上升沿与所述第二副边上管的PWM驱动信号的上升沿对齐。
在由所述副边桥式电路向所述原边桥式电路反向升压传输功率模式中，所述第一副边上管的PWM驱动信号与所述第二副边下管的PWM驱动信号相同，所述第一副边下管的PWM驱动信号与所述第二副边上管的PWM驱动信号相同，所述第一副边上管的PWM驱动信号和所述第一副边下管的PWM驱动信号互补；所述第一原边下管的PWM驱动信号的上升沿与所述第一副边下管的PWM驱动信号的上升沿对齐，所述第二原边下管的PWM驱动信号的上升沿与所述第二副边下管的PWM驱动信号的上升沿对齐。
所述第一原边上管和所述第二原边上管关断，或者所述第一原边上管在所述第一原边下管关断时开通、在所述第一原边下管开通前关断，所述第二原边上管在所述第二原边下管关断时开通、在所述第二原边下管开通前关断。
由于上述技术方案运用，本发明与现有技术相比具有下列优点：本发明能够实现谐振型直流变换器的双向升降压和能量流动方向平滑切换，不存在功率回流问题、实施简单、整体损耗小。
附图说明
附图1为LC谐振结构的双向谐振型DC-DC变换器的电路图。
附图2为LC谐振结构的双向谐振型DC-DC变换器的简化电路图。
附图3为正向升压传输功率模式下的驱动状态波形时序图。
附图4为正向升压传输功率模式下t0~t1时刻的电流流向图。
附图5为正向升压传输功率模式下t1~t2时刻的电流流向图。
附图6为正向升压传输功率模式下t2~t3时刻的电流流向图。
附图7为正向升压传输功率模式下t3~t4时刻的电流流向图。
附图8为正向升压传输功率模式下t4~t5时刻的电流流向图。
附图9为正向升压传输功率模式下t5~t6时刻的电流流向图。
附图10为正向升压传输功率模式下t6~t7时刻的电流流向图。
附图11为正向升压传输功率模式下t7~t8时刻的电流流向图。
附图12为正向降压传输功率模式下且原边桥式电路工作于对管不同步开关模式时的驱动状态波形时序图。
附图13为正向降压传输功率模式下且原边桥式电路工作于对管不同步开关模式时t0~t1时刻的电流流向图。
附图14为正向降压传输功率模式下且原边桥式电路工作于对管不同步开关模式时t1~t2时刻的电流流向图。
附图15为正向降压传输功率模式下且原边桥式电路工作于对管不同步开关模式时t2~t3时刻的电流流向图。
附图16为正向降压传输功率模式下且原边桥式电路工作于对管不同步开关模式时t3~t4时刻的电流流向图。
附图17为正向降压传输功率模式下且原边桥式电路工作于对管不同步开关模式时t4~t5时刻的电流流向图。
附图18为正向降压传输功率模式下且原边桥式电路工作于对管不同步开关模式时t5~t6时刻的电流流向图。
附图19为正向降压传输功率模式下且原边桥式电路工作于对管不同步开关模式时t6~t7时刻的电流流向图。
附图20为正向降压传输功率模式下且原边桥式电路工作于对管不同步开关模式时t7~t8时刻的电流流向图。
附图21为反向降压传输功率模式下的驱动状态波形时序图。
附图22为反向降压传输功率模式下t0~t1时刻的电流流向图。
附图23为反向降压传输功率模式下t1~t2时刻的电流流向图。
附图24为反向降压传输功率模式下t2~t3时刻的电流流向图。
附图25为反向降压传输功率模式下t3~t4时刻的电流流向图。
附图26为反向降压传输功率模式下t4~t5时刻的电流流向图。
附图27为反向降压传输功率模式下t5~t6时刻的电流流向图。
附图28为反向降压传输功率模式下t6~t7时刻的电流流向图。
附图29为反向降压传输功率模式下t7~t8时刻的电流流向图。
附图30为反向升压传输功率模式下的驱动状态波形时序图。
附图31为反向升压传输功率模式下t0~t1时刻的电流流向图。
附图32为反向升压传输功率模式下t1~t2时刻的电流流向图。
附图33为反向升压传输功率模式下t2~t3时刻的电流流向图。
附图34为反向升压传输功率模式下t3~t4时刻的电流流向图。
附图35为反向升压传输功率模式下t4~t5时刻的电流流向图。
附图36为反向升压传输功率模式下t5~t6时刻的电流流向图。
附图37为反向升压传输功率模式下t6~t7时刻的电流流向图。
附图38为反向升压传输功率模式下t7~t8时刻的电流流向图。
附图39为不使用外加电感的双向谐振变换器的电路图。
附图40为增加LLC结构的双向谐振变换器的电路图。
附图41为增加CLLC结构的双向谐振变换器的电路图。
具体实施方式
下面结合附图所示的实施例对本发明作进一步描述。
实施例一：双向谐振变换器中的谐振结构通常通过以下几种形式实现：（1）如附图39所示，不使用外加电感而直接利用变压器漏感，漏感的大小直接影响传输功率；（2）如附图40所示，在原副边增加串联电感LLC结构，其由副边向原边升压传输的功率相比于仅使用漏感更大；（3）如附图41所示，在原副边增加电感电容CLLC结构，其成本较高；（4）在原边或副边增加电容谐振结构；（5）在原边或副边增加LC谐振结构。
针对上述各种具有谐振结构的双向谐振变换器，可以通过新的调制方法，提升软开关范围、降低开关损耗、无回流功率，同时实现宽电压增益、双向升降压，且正反向功率传输平滑切换。以下以在副边增加LC谐振结构的双向谐振变换器为例。
如附图1和附图2所示，LC谐振结构的双向谐振型DC-DC变换器（双向串联谐振型DC-DC变换器）包括原边桥式电路和副边桥式电路。原边桥式电路包括四个原边开关管，分别为第一原边上管Q1、第一原边下管Q3、第二原边上管Q2和第二原边下管Q4，第一原边上管Q1和第一原边下管Q3串联构成第一原边桥臂，第二原边上管Q2和第二原边下管Q4串联构成第二原边桥臂。副边桥式电路包括四个副边开关管，分别为第一副边上管Q5、第一副边下管Q7、第二副边上管Q6和第二副边下管Q8，第一副边上管Q5和第一副边下管Q7串联构成第一副边桥臂，第二副边上管Q6和第二副边下管Q8串联构成第二副边桥臂。V1侧为原边侧，Vab为原边桥式电路的桥臂中点电压，V2侧为副边侧，Vcd为副边桥式电路的桥臂中点电压。约定V1向V2传输为正向传输。该LC谐振结构的双向谐振型DC-DC变换器还包括连接在原边桥式电路和副边桥式电路之间的匝比为m：n（m、n均为自然数）的变压器T和LC谐振电路，LC谐振电路包括谐振电感Lr和谐振电容Cr。原边变压器T的电感电流Is，副边励磁电感电压正电流释放能量时时为正电压VLf，副边电感电流Ir，箭头方向为正电流方向。谐振电感Lr两端电压正电流释放能量时为正电压VLr，谐振电容Cr两端电压正电流释放能量时为正电压VCr。
上述各个开关管（包括原边开关管和副边开关管）采用PWM调制方式。PWM周期T，其PWM驱动频率取决于谐振频率、最大电压增益以及最大电流。在硬件确定谐振电路参数时，获得谐振周期Tlc，那么PWM周期T设定略大于2*Tlc。上述各个开关管不仅限于IGBT、MOS管。
应用于上述双向串联谐振型DC-DC变换器中的双向串联谐振型DC-DC变换器的PWM调制方法，应用于以下四种工作模式中：（1）由原边桥式电路向副边桥式电路正向升压传输功率模式；（2）由原边桥式电路向副边桥式电路正向降压传输功率模式；（3）由副边桥式电路向原边桥式电路反向降压传输功率模式；（4）由副边桥式电路向原边桥式电路反向升压传输功率模式中。
（1）由原边桥式电路向副边桥式电路正向升压传输功率模式
该模式即正向升压传输功率模式，即V2≥(n/m)V1，各个原边开关管（包括第一原边上管Q1、第一原边下管Q3、第二原边上管Q2和第二原边下管Q4）的PWM驱动信号的占空比为Ds，副边下管（包括第一副边下管Q7和第二副边下管Q8）的PWM驱动信号的占空比为Dp。此时，控制各个原边开关管Q1~Q4的PWM驱动信号的占空比Ds为0.5，控制第一副边下管Q7的PWM驱动信号和第二副边下管Q8的PWM驱动信号Dp的占空比相等且大于0.5。
在该正向升压传输功率模式中，第一原边上管Q1的PWM驱动信号与第二原边下管Q4的PWM驱动信号相同，第一原边下管Q3的PWM驱动信号与第二原边上管Q2的PWM驱动信号相同，第一原边上管Q1的PWM驱动信号和第一原边下管Q3的PWM驱动信号互补，即原边桥式电路工作于对管同步工作模式。实际应用中，对于各个原边开关管Q1~Q4的PWM驱动信号的占空比Ds，应插入死区时间使得Ds略小于50%。
通过移相方式，使得第一副边下管Q7的PWM驱动信号的上升沿与第一原边下管Q3的PWM驱动信号的上升沿对齐，第二副边下管Q8的PWM驱动信号的上升沿与第二原边下管Q4的PWM驱动信号的上升沿对齐。
第一副边上管Q5和第二副边上管Q6在副边电流较小的应用中选择关断，电流通过对应的二极管流向V2。而在副边电流较大的应用中，则需使用第一副边上管Q5和第二副边上管Q6来实现同步整流，提升传输效率，即第一副边上管Q5在第一副边下管Q7关断时开通、在第一副边下管Q7开通前关断，第二副边上管Q6在第二副边下管Q8关断时开通、在第二副边下管Q8开通前关断。
图3为由原边桥式电路向副边桥式电路正向升压传输功率模式下的PWM的驱动波形以及电感Lr、电流Ir、原副边全桥桥臂中点电压Vab、Vcd。其中虚线为第一副边上管Q5和第二副边上管Q6开同步整流情况。开同步整流时，续流电流通过第一副边上管Q5和第二副边上管Q6开关管流向V2+，第一副边上管Q5和第二副边上管Q6会在续流电流下降到0之前关断；而关同步整流时，续流电流通过第一副边上管Q5和第二副边上管Q6对应的二极管流向V2+。是否开启同步整流取决于第一副边上管Q5和第二副边上管Q6的开通损耗与第一副边上管Q5和第二副边上管Q6对应二极管导通损耗的权衡。
如图4至图11所示，在一个PWM控制周期（t0~t8）中，有两次向V2侧输送功率的过程，谐振电感Lr储存能量和释放能量的过程类似于BOOST。谐振电容Cr也作为隔直电容，能有效阻隔谐振电流中的直流分量，避免由功率器件开关速度不同等问题带来的伏秒不平衡而导致的变压器饱和现象。正向升压传输功率大小和电压增益只和副边两个副边下管，即第一副边下管Q7和第二副边下管Q8的占空比Dp相关，控制算法简单。
从图3的时序图中可以看出，原边开关管Q1~Q4开通均实现ZVS，第一原边上管Q1与第二原边下管Q4关断或者第二原边上管Q2与第一原边下管Q3关断时，副边电流已经到0，原边励磁电流非常小，原边开关管Q1~Q4关断实现ZCS。第一副边下管Q7和第二副边下管Q8开通时两端电压只有一个二极管的导通压降，相当于零电压开通，第一副边下管Q7和第二副边下管Q8管开通实现ZVS；开同步整流情况下第一副边上管Q5和第二副边上管Q6也实现了开通ZVS，关断ZCS；该模式下的开关损耗只有第一副边下管Q7和第二副边下管Q8的关断损耗，整体实现了宽软开关范围，传输功率损耗小，无回流功率，系统传输效率高。
（2）由原边桥式电路向副边桥式电路正向降压传输功率模式
该模式即正向降压传输功率模式，即V2＜(n/m)V1，两个原边上管，即第一原边上管Q1和第二原边上管Q2的PWM驱动信号的占空比为Ds，两个副边上管，即第一副边上管Q5和第二副边上管Q6的PWM驱动信号的占空比为Dp。此时，控制第一原边上管Q1的PWM驱动信号的占空比和第二原边上管Q2的PWM驱动信号的占空比Ds相等且小于0.5，控制第一副边上管Q5的PWM驱动信号的占空比和第二副边上管Q6的PWM驱动信号的占空Dp比为0，或者控制第一副边上管Q5的PWM驱动信号的占空比和第二副边上管Q6的PWM驱动信号的占空比Dp相等且大于或等于第一原边上管的PWM驱动信号的占空比Ds。
在该正向降压传输功率模式中，各个原边开关管Q1~Q4的PWM驱动信号的占空比Ds可调。原边桥式电路工作于对管同步开关模式或对管不同步开关模式。
原边桥式电路工作于对管同步开关模式时，第一原边上管Q1的PWM驱动信号与第二原边下管Q4的PWM驱动信号相同，第一原边下管Q3的PWM驱动信号与第二原边上管Q2的PWM驱动信号相同，第一原边上管Q1的PWM驱动信号和第一原边下管Q3的PWM驱动信号互补，即第一原边上管Q1和第二原边下管Q4同步开关，第二原边上管Q2和第一原边下管Q3同步开关。
原边桥式电路工作于对管不同步开关模式时，第一原边下管Q3的PWM驱动信号与第二原边下管Q4的PWM驱动信号互补，第一原边下管Q3的PWM驱动信号的占空比和第二原边下管Q4的PWM驱动信号的占空比均为0.5（实际应用会留有死区时间），第一原边上管Q1的PWM驱动信号的上升沿与第二原边下管Q4的PWM驱动信号的上升沿对齐，第二原边上管Q2的PWM驱动信号的上升沿与第一原边下管Q3的PWM驱动信号的上升沿对齐。第一原边上管Q1和第二原边上管Q2的PWM驱动信号的占空比按Ds＜0.5输出。
第一副边下管Q7的PWM驱动信号与第一原边下管Q3的PWM驱动信号相同，第二副边下管Q8的PWM驱动信号与第二原边下管Q4的PWM驱动信号相同，即副边下管和原边下管同步开关。
第一副边上管Q5和第二副边上管Q6有两种工作状态，一是第一副边上管Q5和第二副边上管Q6全部关断，即Dp=0，通过第一副边上管Q5和第二副边上管Q6对应二极管整流传输功率，二是第一副边上管Q5和第二副边上管Q6和对应的第一原边上管Q1和第二原边上管Q3保持同步开通，延迟关断，即当第一副边上管Q5的PWM驱动信号的占空比和第二副边上管Q6的PWM驱动信号的占空比相等且大于或等于第一原边上管的PWM驱动信号的占空比，Dp≥Ds时，第一副边上管Q5的PWM驱动信号的上升沿与第一原边上管Q1的PWM驱动信号的上升沿对齐，第二副边上管Q6的PWM驱动信号的上升沿与第二原边上管Q3的PWM驱动信号的上升沿对齐，从而实现同步整流。一般情况下根据副边实际电流大小、实际损耗情况来决定是否开启同步整流。
正向降压传输，原边的两种开关模式中（对管同步开关模式、对管不同步开关模式），对管不同步开关模式，在原边上管的PWM驱动信号的占空比小于原边下管的PWM驱动信号的占空比时，其关断损耗只有上管，故损耗更低，同时无续流回路带来的回流功率问题，故对管不同步开关模式效率更高。
如图12描述了正向降压传输功率情况下的PWM驱动波形、电感Lr的电流Ir、原副边全桥桥臂中点电压Vab、Vcd，其中虚线为第一副边上管Q5和第二副边上管Q6开同步整流情况。是否开启同步整流取决于第一副边上管Q5和第二副边上管Q6的开关管损耗与二极管导通损耗之间的权衡。
如图12中时序图和图13~图20状态图所示，在一个PWM控制周期（t0~t8）中，有两次向V2侧输送功率的过程，谐振电感Lr储存能量和释放能量的过程类似于buck。正向降压传输功率大小和电压增益只和原边上管占空比Ds相关，控制算法简单。
从图12的时序图和电流路径图中可以看出，第一原边下管Q3和第二原边下管Q4开通实现ZVS，第一原边上管Q1和第二原边上管Q2开通时的管压降取决于电压增压，V1/V2越接近1，第一原边上管Q1和第二原边上管Q2开通压降越低，各个原边开关管Q1~Q4关断时电流已经到0，关断实现ZCS；各个副边开关管Q5~Q8开通实现ZVS，关断时电流接近0实现ZCS；该模式下的开关损耗主要是第一原边上管Q1和第二原边上管Q2的开通损耗，整体实现了宽软开关范围，传输功率损耗小，无回流功率，系统传输效率高。
（3）由副边桥式电路向原边桥式电路反向降压传输功率模式
该模式即反向降压传输功率模式，即V2＞(n/m)V1，第一原边上管Q1的PWM驱动信号的占空比和第二原边上管Q2的PWM驱动信号的占空比为Ds，第一副边上管Q5和第二副边上管Q6的PWM驱动信号的占空比为Dp。此时，控制第一副边上管Q5的PWM驱动信号的占空比和第二副边上管Q6的PWM驱动信号的占空比Dp相等且小于0.5，控制第一原边上管Q1的PWM驱动信号的占空比和第二原边上管Q2的PWM驱动信号的占空比Ds为0，或者控制第一原边上管Q1的PWM驱动信号的占空比和第二原边上管Q2的PWM驱动信号的占空比Ds相等且大于或等于第一副边上管Q5的PWM驱动信号的占空比Dp。
在该反向降压传输功率模式中，副边开关管Q5~Q8的PWM驱动信号的占空比Dp可调，其PWM驱动方式与正向降压输出类似，副边桥式电路的PWM驱动控制方式有两种，副边桥式电路工作于对管同步开关模式或对管不同步开关模式。
副边桥式电路工作于对管同步开关模式时，第一副边上管Q5的PWM驱动信号与第二副边下管Q8的PWM驱动信号相同，第一副边下管Q7的PWM驱动信号与第二副边上管Q6的PWM驱动信号相同，第一副边上管Q5的PWM驱动信号和第一副边下管Q7的PWM驱动信号互补，即第一副边上管Q51和第二副边下管Q8同步开关，第二副边上管Q6和第一副边下管Q7同步开关。
副边桥式电路工作于对管不同步开关模式时，第一副边下管Q7的PWM驱动信号与第二副边下管Q8的PWM驱动信号互补，第一副边下管Q7的PWM驱动信号的占空比和第二副边下管Q8的PWM驱动信号的占空比为0.5（实际应用会留有死区时间），第一副边上管Q5的PWM驱动信号的上升沿与第二副边下管Q8的PWM驱动信号的上升沿对齐，第二副边上管Q6的PWM驱动信号的上升沿与第一副边下管Q7的PWM驱动信号的上升沿对齐。第一副边上管Q5和第二副边上管Q6的PWM驱动信号的占空比按Dp＜0.5输出。
第一副边下管Q7的PWM驱动信号的上升沿与第一原边下管Q3的PWM驱动信号的上升沿对齐，第二副边下管Q8的PWM驱动信号的上升沿与第二原边下管Q4的PWM驱动信号的上升沿对齐。
原边开关管Q1~Q4有两种工作状态，一是原边开关管Q1~Q4全部关断，即当第一原边上管Q1的PWM驱动信号的占空比和第二原边上管Q2的PWM驱动信号的占空比为0时，第一原边下管Q2的PWM驱动信号的占空比和第二原边下管Q4的PWM驱动信号的占空比为0，此时通过二极管整流传输功率；二是和原边驱动保持同步开通，延迟关断，即当第一原边上管Q1的PWM驱动信号的占空比和第二原边上管Q2的PWM驱动信号的占空比Ds相等且大于或等于第一副边上管Q5的PWM驱动信号的占空比Dp时，第一原边上管Q1的PWM驱动信号的上升沿与第一副边上管Q5的PWM驱动信号的上升沿对齐，第二原边上管Q2的PWM驱动信号的上升沿与第二副边上管Q6的PWM驱动信号的上升沿对齐，从而实现同步整流。一般情况下根据原边实际电流大小、实际损耗情况来决定是否开启同步整流。
反向降压传输，副边的两种开关模式中（对管同步开关模式、对管不同步开关模式），对管不同步开关模式，在副边上管的PWM驱动信号的占空比小于副边下管的PWM驱动信号的占空比时，其关断损耗只有副边，损耗更低，同时无续流回路带来的回流功率问题，故对管不同步开关模式效率更高。
如图21描述了反向降压传输功率情况下的PWM驱动波形、电感Lr的电流Ir、原副边全桥桥臂中点电压Vab、Vcd，其中虚线为原边开关管Q1~Q4开同步整流情况。是否开启同步整流取决于原边开关管Q1~Q4的开关管损耗与二极管导通损耗之间的权衡。
如图21中时序图和图22~图29状态所示，在一个PWM控制周期（t0~t8）中，有两次向V1侧输送功率的过程，谐振电感Lr储存能量和释放能量的过程类似于buck。反向降压传输功率大小和电压增益只和副边上管占空比Dp相关，控制算法简单。
从图21的时序图和电流路径图中可以看出，副边开关管Q5~Q8在开通前的死区时间反向钳位，使得副边开关管Q5~Q8开通实现ZVS，同理原边开关管Q1~Q4开通实现ZVS；副边下管第一副边下管Q7和第二副边下管Q8关断实现ZCS，原边开关管Q1~Q4关断全部实现ZCS；只有第一副边上管Q5和第二副边上管Q6在电流峰值处关断，该模式下的开关损耗主要是第一副边上管Q5和第二副边上管Q6的开通损耗，整体实现了宽软开关范围，传输功率损耗小，无回流功率，系统传输效率高。
（4）由副边桥式电路向原边桥式电路反向升压传输功率模式
该模式即反向升压传输功率模式，即V2＜(n/m)V1，第一原边下管Q3和第二原边下管Q4的PWM驱动信号的占空比为Ds，各个副边开关管Q5~Q8的PWM驱动信号的占空比为Dp。此时，控制各个副边开关管Q5~Q8的PWM驱动信号的占空比Dp为0.5，控制第一原边下管Q3的PWM驱动信号和第二原边下管Q4的PWM驱动信号的占空比Ds相等且大于0.5。
在该反向升压传输功率模式中，第一副边上管Q5的PWM驱动信号与第二副边下管Q8的PWM驱动信号相同，第一副边下管Q7的PWM驱动信号与第二副边上管Q6的PWM驱动信号相同，第一副边上管Q5的PWM驱动信号和第一副边下管Q7的PWM驱动信号互补，各个副边开关管Q5~Q8的PWM驱动信号的占空比Dp为0.5（实际会插入死区，实际应用应插入死区时间Dp略小于50%）其PWM驱动方式与正向升压输出类似。
通过移相方式，使得第一原边下管Q3的PWM驱动信号的上升沿与第一副边下管Q7的PWM驱动信号的上升沿对齐，第二原边下管Q4的PWM驱动信号的上升沿与第二副边下管Q8的PWM驱动信号的上升沿对齐，第一原边下管Q3和第二原边下管Q4的PWM驱动信号为占空比Ds大于50%的PWM。
第一原边上管Q1和第二原边上管Q2关断，或者第一原边上管Q1在第一原边下管Q3关断时开通、在第一原边下管Q3开通前关断，第二原边上管Q2在第二原边下管Q4关断时开通、在第二原边下管Q4开通前关断，以实现同步整流。在原边电流较小的应用中第一原边上管Q1和第二原边上管Q2可以选择不开通，通过二极管流向V1；如电流较大可以利用第一原边上管Q1和第二原边上管Q2实现同步整流，提升传输效率。
如图30描述了反向升压传输功率情况下的PWM驱动波形、电感Lr电流Ir、原副边全桥桥臂中点电压Vab、Vcd，其中虚线为第一原边上管Q1和第二原边上管Q2开同步整流情况。开同步整流时，续流电流通过第一原边上管Q1和第二原边上管Q2流向V1+，第一原边上管Q1和第二原边上管Q2会在在续流电流下降到0之前关断；关同步整流时，续流电流通过第一原边上管Q1和第二原边上管Q2对应二极管流向V1+。是否开启同步整流取决于第一原边上管Q1和第二原边上管Q2的开通损耗与第一原边上管Q1和第二原边上管Q2对应二极管导通损耗权衡。
如图30中时序图和图31~图38状态图所示，在一个PWM控制周期（t0~t8）中，有两次向V1侧输送功率的过程，谐振电感Lr储存能量和释放能量的过程类似于boost。反向升压传输功率大小和电压增益只和原边下管占空比Ds相关，控制算法简单。
从图30的时序图和电流路径图中可以看出，原边和副边所有开关管开通均实现ZVS，第一原边上管Q1、第二原边上管Q2和个各个副边开关管Q5~Q8关断均实现ZCS，只有第一原边下管Q3和第二原边下管Q4在电流峰值处关断，该模式下的开关损耗主要是第一原边下管Q3和第二原边下管Q4的关断损耗，整体实现了宽软开关范围，传输功率损耗小，无回流功率，系统传输效率高。
从以上四种模式的时序图可以看出，输出控制因子是占空比，四种模式间通过原副边的PWM占空比增减即可完成平滑切换。
由此，本技术方案实现功能与DAB双向直流变换器基本一致，均可以实现双向升降压和平滑切换，但是相比于DAB优点有：（1）没有回流功率问题，（2）控制算法类似普通buck/boost，没有复杂的多重移相控制，算法和控制方式简单，（3）所有开关管均实现了零电压开通，关断始终只有两个管子存在损耗，其他均实现零电流关断，整体损耗小。
综上，本方案的核心思想1是基于驱动开通边沿对齐的PWM调制方式；PWM周期略大于谐振周期来实现零电流关断，同时巧妙的利用死区续流回路来实现零电压开通；升压控制下管重叠导通时间来实现类似于boost的驱动；降压控制开通占空比来实现类似buck的驱动；本发明的核心思想2是实现双向升降压和平滑切换，升降压之间的切换只是Ds和Dp的变化，传输方向之间的切换也只是Ds和Dp的变化；正因为只有Ds和Dp的变化，通过采集V1、V2、电流（Is或Ir或输入电流或输出电流）即可完成控制，控制算法便变得简单可靠。
上述实施例只为说明本发明的技术构思及特点，其目的在于让熟悉此项技术的人士能够了解本发明的内容并据以实施，并不能以此限制本发明的保护范围。凡根据本发明精神实质所作的等效变化或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (11)

1.一种双向串联谐振型DC-DC变换器的PWM调制方法，应用于双向串联谐振型DC-DC变换器中，所述双向串联谐振型DC-DC变换器包括原边桥式电路和副边桥式电路，所述原边桥式电路包括四个原边开关管，分别为第一原边上管、第一原边下管、第二原边上管和第二原边下管，所述第一原边上管和所述第一原边下管串联构成第一原边桥臂，所述第二原边上管和所述第二原边下管串联构成第二原边桥臂，所述副边桥式电路包括四个副边开关管，分别为第一副边上管、第一副边下管、第二副边上管和第二副边下管，所述第一副边上管和所述第一副边下管串联构成第一副边桥臂，所述第二副边上管和所述第二副边下管串联构成第二副边桥臂，其特征在于：所述双向串联谐振型DC-DC变换器的PWM调制方法应用于由所述原边桥式电路向所述副边桥式电路正向升压传输功率模式、由所述原边桥式电路向所述副边桥式电路正向降压传输功率模式、由所述副边桥式电路向所述原边桥式电路反向降压传输功率模式、由所述副边桥式电路向所述原边桥式电路反向升压传输功率模式中；
在由所述原边桥式电路向所述副边桥式电路正向升压传输功率模式中，控制各个所述原边开关管的PWM驱动信号的占空比为0.5，控制所述第一副边下管的PWM驱动信号和所述第二副边下管的PWM驱动信号的占空比相等且大于0.5；
在由所述原边桥式电路向所述副边桥式电路正向降压传输功率模式中，控制所述第一原边上管的PWM驱动信号的占空比和所述第二原边上管的PWM驱动信号的占空比相等且小于0.5，控制所述第一副边上管的PWM驱动信号的占空比和所述第二副边上管的PWM驱动信号的占空比为0，或者控制所述第一副边上管的PWM驱动信号的占空比和所述第二副边上管的PWM驱动信号的占空比相等且大于或等于所述第一原边上管的PWM驱动信号的占空比；
在由所述副边桥式电路向所述原边桥式电路反向降压传输功率模式中，控制所述第一副边上管的PWM驱动信号的占空比和所述第二副边上管的PWM驱动信号的占空比相等且小于0.5，控制所述第一原边上管的PWM驱动信号的占空比和所述第二原边上管的PWM驱动信号的占空比为0，或者控制所述第一原边上管的PWM驱动信号的占空比和所述第二原边上管的PWM驱动信号的占空比相等且大于或等于所述第一副边上管的PWM驱动信号的占空比；
在由所述副边桥式电路向所述原边桥式电路反向升压传输功率模式中，控制各个所述副边开关管的PWM驱动信号的占空比为0.5，控制所述第一原边下管的PWM驱动信号和所述第二原边下管的PWM驱动信号的占空比相等且大于0.5。
2.根据权利要求1所述的一种双向串联谐振型DC-DC变换器的PWM调制方法，其特征在于：在由所述原边桥式电路向所述副边桥式电路正向升压传输功率模式中，所述第一原边上管的PWM驱动信号与所述第二原边下管的PWM驱动信号相同，所述第一原边下管的PWM驱动信号与所述第二原边上管的PWM驱动信号相同，所述第一原边上管的PWM驱动信号和所述第一原边下管的PWM驱动信号互补；所述第一副边下管的PWM驱动信号的上升沿与所述第一原边下管的PWM驱动信号的上升沿对齐，所述第二副边下管的PWM驱动信号的上升沿与所述第二原边下管的PWM驱动信号的上升沿对齐。
3.根据权利要求2所述的一种双向串联谐振型DC-DC变换器的PWM调制方法，其特征在于：所述第一副边上管和所述第二副边上管关断，或者所述第一副边上管在所述第一副边下管关断时开通、在所述第一副边下管开通前关断，所述第二副边上管在所述第二副边下管关断时开通、在所述第二副边下管开通前关断。
4.根据权利要求1所述的一种双向串联谐振型DC-DC变换器的PWM调制方法，其特征在于：在由所述原边桥式电路向所述副边桥式电路正向降压传输功率模式中，所述原边桥式电路工作于对管同步开关模式或对管不同步开关模式；
所述原边桥式电路工作于对管同步开关模式时，所述第一原边上管的PWM驱动信号与所述第二原边下管的PWM驱动信号相同，所述第一原边下管的PWM驱动信号与所述第二原边上管的PWM驱动信号相同，所述第一原边上管的PWM驱动信号和所述第一原边下管的PWM驱动信号互补；
所述原边桥式电路工作于对管不同步开关模式时，所述第一原边下管的PWM驱动信号与所述第二原边下管的PWM驱动信号互补，所述第一原边下管的PWM驱动信号的占空比和所述第二原边下管的PWM驱动信号的占空比为0.5，所述第一原边上管的PWM驱动信号的上升沿与所述第二原边下管的PWM驱动信号的上升沿对齐，所述第二原边上管的PWM驱动信号的上升沿与所述第一原边下管的PWM驱动信号的上升沿对齐。
5.根据权利要求4所述的一种双向串联谐振型DC-DC变换器的PWM调制方法，其特征在于：所述第一副边下管的PWM驱动信号与所述第一原边下管的PWM驱动信号相同，所述第二副边下管的PWM驱动信号与所述第二原边下管的PWM驱动信号相同。
6.根据权利要求5所述的一种双向串联谐振型DC-DC变换器的PWM调制方法，其特征在于：当所述第一副边上管的PWM驱动信号的占空比和所述第二副边上管的PWM驱动信号的占空比相等且大于或等于所述第一原边上管的PWM驱动信号的占空比时，所述第一副边上管的PWM驱动信号的上升沿与所述第一原边上管的PWM驱动信号的上升沿对齐，所述第二副边上管的PWM驱动信号的上升沿与所述第二原边上管的PWM驱动信号的上升沿对齐。
7.根据权利要求1所述的一种双向串联谐振型DC-DC变换器的PWM调制方法，其特征在于：在由所述副边桥式电路向所述原边桥式电路反向降压传输功率模式中，所述副边桥式电路工作于对管同步开关模式或对管不同步开关模式；
所述副边桥式电路工作于对管同步开关模式时，所述第一副边上管的PWM驱动信号与所述第二副边下管的PWM驱动信号相同，所述第一副边下管的PWM驱动信号与所述第二副边上管的PWM驱动信号相同，所述第一副边上管的PWM驱动信号和所述第一副边下管的PWM驱动信号互补；
所述副边桥式电路工作于对管不同步开关模式时，所述第一副边下管的PWM驱动信号与所述第二副边下管的PWM驱动信号互补，所述第一副边下管的PWM驱动信号的占空比和所述第二副边下管的PWM驱动信号的占空比为0.5，所述第一副边上管的PWM驱动信号的上升沿与所述第二副边下管的PWM驱动信号的上升沿对齐，所述第二副边上管的PWM驱动信号的上升沿与所述第一副边下管的PWM驱动信号的上升沿对齐。
8.根据权利要求7所述的一种双向串联谐振型DC-DC变换器的PWM调制方法，其特征在于：所述第一副边下管的PWM驱动信号的上升沿与所述第一原边下管的PWM驱动信号的上升沿对齐，所述第二副边下管的PWM驱动信号的上升沿与所述第二原边下管的PWM驱动信号的上升沿对齐。
9.根据权利要求8所述的一种双向串联谐振型DC-DC变换器的PWM调制方法，其特征在于：当所述第一原边上管的PWM驱动信号的占空比和所述第二原边上管的PWM驱动信号的占空比为0时，所述第一原边下管的PWM驱动信号的占空比和所述第二原边下管的PWM驱动信号的占空比为0；当所述第一原边上管的PWM驱动信号的占空比和所述第二原边上管的PWM驱动信号的占空比相等且大于或等于所述第一副边上管的PWM驱动信号的占空比时，所述第一原边上管的PWM驱动信号的上升沿与所述第一副边上管的PWM驱动信号的上升沿对齐，所述第二原边上管的PWM驱动信号的上升沿与所述第二副边上管的PWM驱动信号的上升沿对齐。
10.根据权利要求1所述的一种双向串联谐振型DC-DC变换器的PWM调制方法，其特征在于：在由所述副边桥式电路向所述原边桥式电路反向升压传输功率模式中，所述第一副边上管的PWM驱动信号与所述第二副边下管的PWM驱动信号相同，所述第一副边下管的PWM驱动信号与所述第二副边上管的PWM驱动信号相同，所述第一副边上管的PWM驱动信号和所述第一副边下管的PWM驱动信号互补；所述第一原边下管的PWM驱动信号的上升沿与所述第一副边下管的PWM驱动信号的上升沿对齐，所述第二原边下管的PWM驱动信号的上升沿与所述第二副边下管的PWM驱动信号的上升沿对齐。
11.根据权利要求10所述的一种双向串联谐振型DC-DC变换器的PWM调制方法，其特征在于：所述第一原边上管和所述第二原边上管关断，或者所述第一原边上管在所述第一原边下管关断时开通、在所述第一原边下管开通前关断，所述第二原边上管在所述第二原边下管关断时开通、在所述第二原边下管开通前关断。
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