CN110932557A - 一种基于倍压整流电路的高增益准谐振dc-dc变换器 - Google Patents

一种基于倍压整流电路的高增益准谐振dc-dc变换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于倍压整流电路的高增益准谐振DC‑DC变换器，涉及高增益DC‑DC变换器技术领域。本发明在半桥准谐振高增益电路拓扑的基础上，结合双向正负倍压整流电路，提出一种高增益DC‑DC变换器。该变换器能进一步提高输出电压增益和降低输出电压纹波；在降低高频变压器匝数的同时，提高系统效率；同时，变换器能实现软开关控制，从而具有电压电流应力小和效率高等优点。

Description

一种基于倍压整流电路的高增益准谐振DC-DC变换器
技术领域
本发明涉及高增益DC-DC变换器技术领域，具体涉及一种基于倍压整流电路的高增益准谐振DC-DC变换器。
背景技术
全球气候的变化和能源危机使得分布式新能源发电技术得到快速的发展。高增益DC-DC变换器在分布式电源和电网之间起到重要作用。常见的太阳能发电中输出的电压为24V，经过高增益DC-DC变换器升到380V连接到电力系统的直流母线。因此高增益DC-DC变换器需具备升压变比大、效率高等功能。
为实现高增益和高效率变换器，国内外对高增益变换器的研究主要分为隔离型和非隔离型。
近年来，在非隔离型高增益DC-DC变换器的研究方面，将准Z源结构代替传统的Boost升压电路，占空比较小时高增益效果显著，开关管电压应力小。但存在电感电容数值较大，不利于开关电源的小型化，且开关为硬开关，高频条件下增加损耗。提出由两个或N个Boost电路级联而成二次型Boost变换器，在已有Boost变换器的基础上进一步优化。该拓扑有效的提高了变换器的电压增益，拓宽了输入电压范围，适用于光伏发电和燃料电池等新能源应用场合。然而，级联变换器个数的增加使得电路的复杂程度提高，元器件数量增多，不利于变换器的小型化和集成化发展，且难于设计闭环控制。提出了一种在Boost升压电路的基础上加入单个准谐振电路以及模块化的开关电容，利用很小的谐振电感改善了变换器的开关管电流应力和输出电压增益，开关管的开通和关断均实现了软开关，大大降低了损耗。在输出电压增益方面却与开关电容的数量成正比，同样存在二极管数量过多导致变换器循环能量增多和效率降低等问题。提出在升压电路中附加无源能量恢复缓冲器。它由两个快速恢复二极管，一个谐振电容器和一个谐振电感器组成。然而，无源缓冲器基本不消耗功率，只是减缓了电压尖峰，却不能完全抑制它。
在隔离型DC-DC变换器方面，提出的半桥DC-DC变换器，电感和电容在开关管开通期间发生谐振。开关管为零电流开通和零电压关断，开关管为零电压开通和关断，两个开关管软开关的实现降低了开关损耗，但是需要变频控制，增加了闭环控制器和滤波器的设计难度。提出的升压电流馈送推挽式准谐振变换保留了常规电流馈送推挽式变换器的低输入电流应力和高电压转换比的固有优势。所有的开关管都可以在轻载时实现软开关，提高了系统的整体效率。此外，与有源钳位电流馈送推挽变换器和电流馈送推挽谐振变换器相比，采用更少的元件就可以获得类似的特性，不仅降低成本，又提高了系统可靠性。提出了一种高增益准谐振电流反馈型DC-DC变换器，该变换器拥有准谐振电流馈电结构、零磁化直流偏置、低输入纹波等特点。通过使用有源箝位电路，实现开关管零电压开通，输出二极管零电流关断，从而提高了变换器整体效率。在电路输出端采用倍压整流器来提供更高的电压转换比，从而实现高频变压器的小匝数比。
发明内容
本发明的目的是提出了一种基于倍压整流电路的高增益准谐振DC-DC变换器，该变换器在半桥准谐振高增益电路拓扑的基础上，结合双向倍压整流电路，保持电路准谐振工作特点基础上，电压、电流应力小和效率高，且能进一步提高输出电压增益和降低输出电压纹波。
本发明具体采用如下技术方案：
一种基于倍压整流电路的高增益准谐振DC-DC变换器，包括升压电路、钳位电路、串联谐振回路和双向正负倍压整流电路；
升压电路包括并联的第一功率开关管和输入电感，第一功率开关管上并联有第一反并联二极管；
钳位电路包括并联的第二功率开关管和第二电容，第二功率开关管上并联有第二反并联二极管；
串联谐振回路包括漏感电感和第一电容；
双向正负倍压整流电路包括第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第一输出电容、第二输出电容、第三输出电容、第四输出电容和负载电阻。
优选的，当给第一功率开关管导通控制信号时，控制第二功率开关管关断，第一反并联二极管导通，串联谐振回路中发生电流、电压谐振，在原边线圈绕组中产生交变电流和电压；通过高频变压器在副边线圈绕组侧完成第一阶段升压；同时，副边线圈绕组中第二输出二极管和第三输出二极管，第一输出二极管和第四输出二极管在交流电正半周和服半周轮流同时导通，完成变压器副边线圈绕组侧交流电倍压整流，从而在原边线圈绕组侧升压的基础上实现副边线圈绕组侧升压；最终在电路负载上获得高增益的升压直流电，第一功率开关管随后零电压开通，直流电源给输入电感充电，其余支路电流为零；第三输出电容、第四输出电容维持负载供电电流；
当给第二功率开关管导通控制信号时，控制第一功率开关管关断；首先，第二反并联二极管导通，输入电流通过第二反并联二极管给第二电容充电，当电容电压高于电源电压时，第二功率开关管零电压开通，第二电容放电并给串联漏感电感和第一电容充电，为下一阶段的串联谐振储能。
优选的，第一功率开关管和第二功率开关管的占空比分别为D和1-D。
优选的，第一电容采用谐振电容。
优选的，变换器的原边线圈绕组为N1，副边线圈绕组为N2，变换器的变比为n＝N2/N1。
优选的，在稳定工作时，变换器开关周期包含六个工作模式；
工作模式一：在t0时刻，第二功率开关管断开，漏感电流iLk和输入电感电流iLB之差通过第一功率开关管的第一反并联二极管，第一功率开关管实现零电压开通，第一功率开关管的第一反并联二极管中电流为零；
工作模式二：在t1时刻，第一功率开关管中的电流方向发生改变，输入电源通过第一功率开关管给输入电感充电，原边线圈绕组、第一电容和漏感电感构成串联谐振回路，输出端的第二二极管和第三二极管导通，副边线圈绕组电压折算到原边线圈绕组为uo/n，在副边线圈绕组电压折算到原边线圈绕组上的电压和电容第一的共同作用下使得漏感电流iLk逐渐减小到零，该模式下的数学模型为式(1)所示，
Figure BDA0002294653870000031
工作模式三：在t2时刻，漏感电感和第一电容发生谐振，漏感电流iLk方向发生改变，原边电流方向发生改变，变压器副边电流方向也随之改变，使得第二二极管和第三二极管关断，第一二极管和第四二极管导通，输出端倍压整流电路继续给负载充能，第一输出电容和第四输出电容上的电压之和折算到原边依然为uo/n，变压器原边电流、电压计算式如下：
Figure BDA0002294653870000032
uC1(t)＝uC1(t0)coswr(t-t2) (3)
其中，UC1为第一电容两端的电压，wr为谐振频率，
Figure BDA0002294653870000033
工作模式四：在t3时刻漏感电流iLk谐振到零，变换器进入断流状态。在这一阶段电源一直对输入电感LB充电，使得输入电感电流iLB一直保持不变。输出端电流为零，二极管D1-D4都处于关断状态，输出电容Co2和Co4直接给负载供电。可求得这一阶段高频变压器漏感电流iLk：
iLk(t)＝0 (4)
变压器原边绕组呈现的电压和电容C1电压之和为UN，应用伏秒平衡原理：
d1U1+d3U3＝d2U2 (5)
Figure BDA0002294653870000041
式中，U1、U2和U3分别是在模态1、模态2和模态3的变压器原边绕组电压和第一电容电压之和；
工作模式五：在t4时刻，第一功率开关管关断，输入电流和变压器电流之差流过开第二功率开关管的第二反并联二极管，第二电容放电，并对第一电容充电，流过第二功率开关管的电流由负过零，创造零电压开通条件，使得第二功率开关管实现零电压开通，第二输出二极管和第三输出二极管导通，第一输出二极管和第四输出二极管管关断，当第二功率开关管的电流iS2到零的时候，这一阶段结束；
工作模式六，在t5时刻，第二功率开关管的第二反并联二极管电流到零，流过第二功率二开关管的电流iS2方向发生改变，漏感电流iLk方向保持不变，且线性增大，第二输出二极管和第三输出二极管导通，在t4-t6时间段内，输入电感电流流经变压器原边绕组并一直对第一电容充电，在t4-t6这段时间内数学模型为式(7)：
Figure BDA0002294653870000042
本发明具有如下有益效果：
输入端采用大电感，减小了输入电流纹波。利用高频变压器的漏感与电容串联谐振，使得变换器不间断升压。该变换器不仅能实现高增益输出，同时开关管实现软开关，显著降低系统损耗，特别适合新能源分布式发电、电子镇流器等应用。
附图说明
图1为高增益准谐振DC-DC变换器的拓扑结构；
图2为高增益准谐振DC-DC变换器的主要工作波形示意图；
图3a为工作模式一下的变换器的等效电路图；
图3b为工作模式二下的变换器的等效电路图；
图3c为工作模式三下的变换器的等效电路图；
图3d为工作模式四下的变换器的等效电路图；
图3e为工作模式五下的变换器的等效电路图；
图3f为工作模式六下的变换器的等效电路图；
图4为高增益拓扑稳态等效模型图；
图5为输出电压增益仿真对比图；
图6为不同的漏感下电压增益M与占空比D的关系示意图；
图7a为传统四倍压整流电路输出电压纹波示意图；
图7b为该变换器的高增益四倍压输出电压纹波示意图；
图8a为开关管触发脉冲示意图；
图8b为驱动死区波形示意图；
图9为第一功率开关管零电压开通图；
图10为第二功率开关管零电压开通图；
图11为高增益DC-DC变换器效率分析图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明的具体实施方式做进一步说明：
如图1和图2所示，一种基于倍压整流电路的高增益准谐振DC-DC变换器，包括升压电路、钳位电路、串联谐振回路和双向正负倍压整流电路；
升压电路包括并联的第一功率开关管S1和输入电感LB，第一功率开关管S1上并联有第一反并联二极管Ds1；
钳位电路包括并联的第二功率开关管S2和第二电容C2，第二功率开关管S2上并联有第二反并联二极管Ds2；第一功率开关管S1和第二功率开关管S2的占空比分别为D和1-D。
串联谐振回路包括漏感电感Lk和第一电容C1，第一电容C1采用谐振电容。
双向正负倍压整流电路包括第一输出二极管D1、第二输出二极管D2、第三输出二极管D3、第四输出二极管D4、第一输出电容Co1、第二输出电容Co2、第三输出电容C03、第四输出电容Co4和负载电阻RL。
变换器的原边线圈绕组为N1，副边线圈绕组为N2，变换器的变比为n＝N2/N1。
当给第一功率开关管导通控制信号时，控制第二功率开关管关断，第一反并联二极管导通，串联谐振回路中发生电流、电压谐振，在原边线圈绕组中产生交变电流和电压；通过高频变压器在副边线圈绕组侧完成第一阶段升压；同时，副边线圈绕组中第二输出二极管和第三输出二极管，第一输出二极管和第四输出二极管在交流电正半周和服半周轮流同时导通，完成变压器副边线圈绕组侧交流电倍压整流，从而在原边线圈绕组侧升压的基础上实现副边线圈绕组侧升压；最终在电路负载上获得高增益的升压直流电，第一功率开关管随后零电压开通，直流电源给输入电感充电，其余支路电流为零；第三输出电容、第四输出电容维持负载供电电流；
当给第二功率开关管导通控制信号时，控制第一功率开关管关断；首先，第二反并联二极管导通，输入电流通过第二反并联二极管给第二电容充电，当电容电压高于电源电压时，第二功率开关管零电压开通，第二电容放电并给串联漏感电感和第一电容充电，为下一阶段的串联谐振储能。
在开始分析之前，先做如下假设：
(1)输入电感LB为理想电感且足够大，电感电流在开关周期中近似为常值。
(2)二极管和开关管MOSFET都是理想器件，忽略他们的导通电阻。
(3)变压器为理想线性变压器，忽略变压器的损耗。
(4)倍压整流电路内部压降为零，输出电容完全相同。
高增益准谐振DC-DC变换器的稳定工作时，主要工作波形如图2所示。开关周期包含六个工作模式如图3a-3f所示；
工作模式一[t0-t1]：如图3a所示，在t0时刻，第二功率开关管S2断开，漏感电流iLk和输入电感电流iLB之差通过第一功率开关管S1的第一反并联二极管Ds1，第一功率开关管S1实现零电压开通，第一反并联二极管Ds1中电流为零。
工作模式二[t1-t2]：如图3b所示,在t1时刻，第一功率开关管S1中的电流方向发生改变，输入电源通过第一功率开关管S1给输入电感LB充电，原边线圈绕组、第一电容和漏感电感构成串联谐振回路，输出端的第二输出二极管D2和第三输出二极管D3导通，副边线圈绕组电压折算到原边线圈绕组为uo/n，在副边线圈绕组电压折算到原边线圈绕组上的电压和电容第一的共同作用下使得漏感电流iLk逐渐减小到零，该模式下的数学模型为式(1)所示，
Figure BDA0002294653870000061
工作模式三[t2-t3]：如图3c所示，在t2时刻，漏感电感Lk和第一电容C1发生谐振，漏感电流iLk方向发生改变，原边电流方向发生改变，变压器副边电流方向也随之改变，使得第二输出二极管D2和第三输出二极管D3关断，第一输出二极管D1和第四输出二极管D4导通，输出端倍压整流电路继续给负载充能，第一输出电容Co1和第四输出电容Co4上的电压之和折算到原边依然为uo/n，变压器原边电流、电压计算式如下：
Figure BDA0002294653870000071
uC1(t)＝uC1(t0)coswr(t-t2) (3)
其中，UC1为第一电容两端的电压，wr为谐振频率，
Figure BDA0002294653870000072
工作模式四[t3-t4]：如图3d所示，在t3时刻漏感电流iLk谐振到零，变换器进入断流状态。在这一阶段电源一直对输入电感LB充电，使得输入电感电流iLB一直保持不变。输出端电流为零，输出二极管D1-D4都处于关断状态，输出电容Co2和Co4直接给负载供电。可求得这一阶段高频变压器漏感电流iLk：
iLk(t)＝0 (4)
变压器原边绕组呈现的电压和第一电容C1电压之和为UN，应用伏秒平衡原理：
d1U1+d3U3＝d2U2 (5)
Figure BDA0002294653870000073
式中，U1、U2和U3分别是在工作模式一、工作模式二和工作模式三的变压器原边绕组电压和第一电容电压之和。
工作模式五[t4-t5]：如图3e所示，在t4时刻，第一功率开关管S1关断，输入电流和变压器电流之差流过第二反并联二极管Ds2，第二电容放电C2，并对第一电容C1充电，流过第二功率开关管S2的电流由负过零，创造零电压开通(ZVS)条件，使得第二功率开关管S2实现ZVS开通，第二输出二极管D2和第三输出二极管D3导通，第一输出二极管D1和第四输出二极管D4关断，当第二功率开关管的电流iS2到零的时候，这一阶段结束。
工作模式六[t5-t6]，如图3f所示，在t5时刻，第二反并联二极管Ds2电流到零，流过第二功率二开关管S2的电流iS2方向发生改变，漏感电流iLk方向保持不变，且线性增大，第二输出二极管D2和第三输出二极管D3导通，在t4-t6时间段内，输入电感电流流经变压器原边绕组并一直对第一电容充电C1，在t4-t6这段时间内数学模型为式(7)：
Figure BDA0002294653870000081
由图1将变压器副边的输出电压折算到原边，稳态时电感两端的电压为零。电路稳态时的等效模型图，如图4所示。
稳态时电感两端电压为零，根据基尔霍夫电压定律，可知：
Uin+UC1＝Uo/n (8)
建立数学模型，可以知道电路稳态时第一电容C1上的电压与输入电压的关系：
Figure BDA0002294653870000082
由式(8)(9)，可以得到理想条件下改进型高增益准谐振DC-DC变换器的输出电压增益：
Figure BDA0002294653870000083
利用MATLAB软件仿真比较，如图5所示，可以看出，在相同的参数条件下，该高增益准谐振DC-DC变换器具有电压增益高和动态响应快的特点。
考虑高频变压器漏感Lk不同值时，利用MATLAB仿真软件，可以得出输出电压增益M与占空比D的关系，如图6示。从图中可以看出，当占空比D∈(0.1,0.5)时，输出电压增益M与占空比D是严格单调递增的；当占空比D∈(0.4,0.6)时，输出电压增益值最高；在相同的占空比下，变压器漏感Lk的数值越小，输出电压增益越高，变换器升压效果越好。
结合图3a，在t0时刻，第二功率开关管S2关断，输入电流和漏感电流iLk的电流差流过第一功率开关管S1的第一反并联二极管Ds1。输入电流即流过输入电感LB上的电流，从能量交换的角度，必须满足以下关系：
Figure BDA0002294653870000084
式(11)中,Iin为输入电流平均值，ILB为流过输入电感LB的电流，电容CS为第一功率开关管S1和S2第二功率开关管的寄生电容总和。只要满足式(11)第一功率开关管S1可在全负载范围内实现ZVS导通。
根据工作模式五，在t4时刻第一功率开关管S1关断，输入电感电流流经第二功率开关管S2的第二反并联二极管Ds2，同时第一功率开关管S1的寄生并联电容充电，第二功率开关管S2的寄生并联电容放电。因此，为实现第二功率开关管S2的ZVS开通条件，在B点列写KCL方程，必须满足以下条件：
Figure BDA0002294653870000092
式(12)中，iin为输入电流瞬时值。在t4时刻第二反并联二极管Ds2的电流始终是Iin，这可以证明在全负载范围内第二功率开关管S2可以实现ZVS导通。
综上所述，DC-DC变换器同时满足式(11)和式(12)，则两个功率开关管同时实现ZVS导通，将大大降低开关管损耗。
输出电压纹波是指当输入发生变化时，输出电压最大值与最小值之差，输出电压纹波，ΔU＝Uo.max-Uo.min是设计高增益DC-DC变换器的一个重要指标。
图1高增益电路输出级具有双向正负倍压整流电路结构。根据双向正负倍压整流电路工作特点，可得到输出电压纹波表达式：
Figure BDA0002294653870000091
式(13)中，k为双向正负倍压整流电路的阶数。由式(13)可知，输出电压纹波与输出电流、开关频率以及输出电容有关。其中输出电压纹波与开关频率和电容值成反比，而与倍压整流电路阶数和输出电流成正比。
图7a、7b是传统四倍压高增益拓扑和本文提出的高增益拓扑的输出电压纹波波形比较。由图7a、7b可以看出，在相同的参数条件下，本文高增益变换器的输出电压纹波形为5V，纹波系数为1.15％，远远低于纹波系数3％的要求。而传统四倍压高增益拓扑电路的输出电压波形为8V，纹波系数为4％。
开关管的驱动波形如图8a、8b所示，第一功率开关管S1占空比为62％，第二功率开关管S2的占空比为33％，两个开关管为互补波形。为避免两个开关管控制信号翻转时发生误触发，在进行实验时设置死区时间，从图8b可以看出两个开关管存在死区时间为1.2μs。
当输入电压为24V时，从图8a中可以看出，输出电压稳态时可以达到290V，验证了改进的拓扑具有良好的升压效果，能较好的满足高增益DC-DC变换器要求。
图9为第一功率开关管S1的ZVS导通图。可以看出，第一功率开关管S1导通前，电流流过其第一反并联二极管Ds1，电流iS1由负过零，创造第一功率开关管S1两端电压为零的条件，第一功率开关管S1实现ZVS导通，与理论分析一致。
图10为第二功率开关管S2的ZVS开通图。当第一功率开关管S1关断时，输入电流iLB和变压器电流之差iLk流过第二反并联二极管Ds2，当流过第二功率开关管S2的电流方向由负过零时，使得第二功率开关管S2实现ZVS开通。
高增益DC-DC变换器的损耗包括开关管的损耗、输出二极管的通态损耗、高频变压器铜损和铁损四部分，总损耗表达式为：
Ploss＝PS+Pdo+PCu+Pcore
当负载功率为170W的情况下，高增益DC-DC变换器的效率为：
Figure BDA0002294653870000101
图11为本文高增益DC-DC变换器效率分析图，在输入电压为24V时，负载功率Po分别是100W、120W、150W、170W计算所得的功率效率。从图11可以知道，当负载功率为100W和120W时，高增益DC-DC变换器效率较低，因为在负载功率较低的时候，高增益DC-DC变换器中的高频变压器损耗和开关管损耗占比较大，导致高增益DC-DC变换器功率传输效率不高。在负载功率大于等于170W时，DC-DC变换器中电流有效值较大，导致开关管和二极管的通态损耗迅速增大，同样使得DC-DC变换器效率降低。
高频变压器的损耗在整个变换器损耗中占比最大，占总损耗的57.6％；变压器的匝数越多，导致变压器铜损越大；变压器的铁损主要与变压器体积有关；开关管关断为硬关断也带来较大的损耗。因此，可以进一步采用以下措施来减少高增益变换器损耗：
(1)减小变压器匝数，增加双向正负倍压整流电路的阶数来实现高增益。
(2)漏磁损耗在变压器损耗中也占相当大的一部分，合理减小变压器参数，减小变压器体积，采用平面变压器或者比较薄的铜箔可以降低变压器的铁损和漏磁损耗。
(3)对于开关管MOSFET的损耗，降低输入电流，或者采用通态损耗更低的开关管，可以减小开关管的通态损耗。例如采用IPW60R045CPA等新型的开关管。
(4)随着倍压整流电路阶数的增大，输出二极管的个数也逐渐增多，需要采用通态电阻更小的输出二极管。
(5)在进行损耗分析时，把储能元件看做理想元件，在实际的电路中电容电感也存在损耗。在设计硬件电路的时候，减小电容电感等储能元件的参数。
该变换器在半桥谐振高增益电路拓扑的基础上，结合双向正负倍压整流电路，提出一种高增益DC-DC变换器。该变换器具有如下优点：输入端采用大电感，减小了输入电流纹波。利用高频变压器的漏感与电容串联谐振，使得变换器不间断升压。该变换器不仅能实现高增益输出，同时开关管实现软开关，显著降低系统损耗，特别适合新能源分布式发电、电子镇流器等应用。
需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。
当然，上述说明并非是对本发明的限制，本发明也并不仅限于上述举例，本技术领域的技术人员在本发明的实质范围内所做出的变化、改型、添加或替换，也应属于本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种基于倍压整流电路的高增益准谐振DC-DC变换器，其特征在于，包括升压电路、钳位电路、串联谐振回路和双向正负倍压整流电路；
升压电路包括并联的第一功率开关管和输入电感，第一功率开关管上并联有第一反并联二极管；
钳位电路包括并联的第二功率开关管和第二电容，第二功率开关管上并联有第二反并联二极管；
串联谐振回路包括漏感电感和第一电容；
双向正负倍压整流电路包括第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第一输出电容、第二输出电容、第三输出电容、第四输出电容和负载电阻。
2.如权利要求1所述的一种基于倍压整流电路的高增益准谐振DC-DC变换器，其特征在于，当给第一功率开关管导通控制信号时，控制第二功率开关管关断，第一反并联二极管导通，串联谐振回路中发生电流、电压谐振，在原边线圈绕组中产生交变电流和电压；通过高频变压器在副边线圈绕组侧完成第一阶段升压；同时，副边线圈绕组中第二输出二极管和第三输出二极管，第一输出二极管和第四输出二极管在交流电正半周和服半周轮流同时导通，完成变压器副边线圈绕组侧交流电倍压整流，从而在原边线圈绕组侧升压的基础上实现副边线圈绕组侧升压；最终在电路负载上获得高增益的升压直流电，第一功率开关管随后零电压开通，直流电源给输入电感充电，其余支路电流为零；第三输出电容、第四输出电容维持负载供电电流；
当给第二功率开关管导通控制信号时，控制第一功率开关管关断；首先，第二反并联二极管导通，输入电流通过第二反并联二极管给第二电容充电，当电容电压高于电源电压时，第二功率开关管零电压开通，第二电容放电并给串联漏感电感和第一电容充电，为下一阶段的串联谐振储能。
3.如权利要求1所述的一种基于倍压整流电路的高增益准谐振DC-DC变换器，其特征在于，第一功率开关管和第二功率开关管的占空比分别为D和1-D。
4.如权利要求1所述的一种基于倍压整流电路的高增益准谐振DC-DC变换器，其特征在于，第一电容采用谐振电容。
5.如权利要求1所述的一种基于倍压整流电路的高增益准谐振DC-DC变换器，其特征在于，变换器的原边线圈绕组为N1，副边线圈绕组为N2，变换器的变比为n＝N2/N1。
6.如权利要求1所述的一种基于倍压整流电路的高增益准谐振DC-DC变换器，其特征在于，在稳定工作时，变换器开关周期包含六个工作模式；
工作模式一：在t0时刻，第二功率开关管断开，漏感电流iLk和输入电感电流iLB之差通过第一功率开关管的第一反并联二极管，第一功率开关管实现零电压开通，第一功率开关管的第一反并联二极管中电流为零；
工作模式二：在t1时刻，第一功率开关管中的电流方向发生改变，输入电源通过第一功率开关管给输入电感充电，原边线圈绕组、第一电容和漏感电感构成串联谐振回路，输出端的第二二极管和第三二极管导通，副边线圈绕组电压折算到原边线圈绕组为uo/n，在副边线圈绕组电压折算到原边线圈绕组上的电压和电容第一的共同作用下使得漏感电流iLk逐渐减小到零，该模式下的数学模型为式(1)所示，
Figure FDA0002294653860000021
工作模式三：在t2时刻，漏感电感和第一电容发生谐振，漏感电流iLk方向发生改变，原边电流方向发生改变，变压器副边电流方向也随之改变，使得第二二极管和第三二极管关断，第一二极管和第四二极管导通，输出端倍压整流电路继续给负载充能，第一输出电容和第四输出电容上的电压之和折算到原边依然为uo/n，变压器原边电流、电压计算式如下：
Figure FDA0002294653860000022
uC1(t)＝uC1(t0)cos wr(t-t2) (3)
其中，UC1为第一电容两端的电压，wr为谐振频率，
Figure FDA0002294653860000023
工作模式四：在t3时刻漏感电流iLk谐振到零，变换器进入断流状态。在这一阶段电源一直对输入电感LB充电，使得输入电感电流iLB一直保持不变。输出端电流为零，二极管D1-D4都处于关断状态，输出电容Co2和Co4直接给负载供电。可求得这一阶段高频变压器漏感电流iLk：
iLk(t)＝0 (4)
变压器原边绕组呈现的电压和电容C1电压之和为UN，应用伏秒平衡原理：
d1U1+d3U3＝d2U2 (5)
Figure FDA0002294653860000024
式中，U1、U2和U3分别是在模态1、模态2和模态3的变压器原边绕组电压和第一电容电压之和；
工作模式五：在t4时刻，第一功率开关管关断，输入电流和变压器电流之差流过开第二功率开关管的第二反并联二极管，第二电容放电，并对第一电容充电，流过第二功率开关管的电流由负过零，创造零电压开通条件，使得第二功率开关管实现零电压开通，第二输出二极管和第三输出二极管导通，第一输出二极管和第四输出二极管管关断，当第二功率开关管的电流iS2到零的时候，这一阶段结束；
工作模式六；在t5时刻，第二功率开关管的第二反并联二极管电流到零，流过第二功率二开关管的电流iS2方向发生改变，漏感电流iLk方向保持不变，且线性增大，第二输出二极管和第三输出二极管导通，在t4-t6时间段内，输入电感电流流经变压器原边绕组并一直对第一电容充电，在t4-t6这段时间内数学模型为式(7)：
Figure FDA0002294653860000031
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