KR101151928B1 - 전류 더블러 정류기를 갖는 공진 전력 컨버터 및 관련 방법 - Google Patents

전류 더블러 정류기를 갖는 공진 전력 컨버터 및 관련 방법 Download PDF

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Abstract

예컨대 조명 LED를 드라이빙하기 위한 전력 컨버터(10)는, 변압기(T1)의 1차 권선을 드라이빙하기 위해서 스위칭 주파수(fsw)에서 스위칭가능한 적어도 두 개의 스위치들(S1, S2)을 포함하는 1차측 스위칭 어레인지먼트 및 1차 및 2차 권선들을 갖는 변압기(T1)를 포함한다. 1차측 스위칭 브리지 어레인지먼트는 예컨대 하나 이상의 디커플링 커패시터(Cr1, Cr2)를 포함하는 하프-브리지 어레인지먼트이다. 2차측 정류 및 필터링 스테이지는 상기 변압기(T1)의 2차 권선에 결합된다. 상기 정류 및 필터링 스테이지는 적어도 하나의 인덕터(Lr1, Lr2)를 포함하는 전류 더블러로서 구성된다. 상기 1차측 스위칭 브리지 어레인지먼트 내의 디커플링 커패시터(들)와 상기 2차측 정류 및 필터링 스테이지 내의 전류 더블러 내의 인덕터(들)는 상기 스위칭 주파수(fsw)를 포함하는 공진 주파수 범위를 갖는 공진 탱크 회로를 포함한다. 따라서, 상기 컨버터는 상기 공진 탱크의 공진 주파수 범위 내에서 상기 스위칭 주파수(fsw)의 위치에 의해 정의되는 이득을 나타낸다.

Description

전류 더블러 정류기를 갖는 공진 전력 컨버터 및 관련 방법{RESONANT POWER CONVERTER WITH CURRENT DOUBLER RECTIFIER AND RELATED METHOD}
본 개시는 DC 공진 전력 컨버터들에 관한 것이고, 이는 감소된 잡음 및 더 작은 컴포넌트들을 갖는 제로 전압 스위칭(ZVS; Zero Voltage Switching)을 수행할 수 있는 DC 공진 전력 컨버터들을 제공하는데에 있어서의 가능한 이용에 주목하여 개발되었다.
하지만, 본 출원의 이러한 관찰된 분야에 대한 참조는 본 개시의 제한적 의미로 해석되어서는 아니된다.
저 전압 출력을 갖는 절연된 AC/DC 및 DC/DC 컨버터들에서의 가장 효율적인 토폴로지들 중 하나가 공진 절연된 하프-브리지(HB; half-bridge)이다. 정상 하프-브리지 스테이지와 공진 HB 스테이지 사이의 차이들이 문헌에서 잘 알려져 있다. 이것은 또한 다음의 해결책, 즉 더 높은 효율과 전력 밀도(예컨대, 스위치들의 제로-전압-스위칭(또는 ZVS) 동작, 정현 또는 유사-정현 파형들 및 탱크에의 저장 및 방출 이후의 에너지 재-순환 때문에) 및 낮은 EMI(전자 자기 간섭; Electro Magnetic Interference) 교란 방사들과 관련된 장점들에도 또한 적용된다.
공진 절연된 하프-브리지는 공진 탱크에 더하여 HB 절연된 스테이지로 구성될 수 있고, 이는 다음과 같은 구성으로 귀결된다:
- 두 개의 스위치들 및 디커플링 커패시터들을 갖는 1차측 하프-브리지 브랜치
- 예컨대, 중간-탭 2차 권선을 갖는 절연 변압기; 및
- 2차측 정류 및 필터링 스테이지.
공진 탱크는 상이한 조합들로 연결된 두 개 이상의 유도성 및/또는 용량성 컴포넌트들로 구성될 수 있고, 이는 상이한 종류들의 병렬- 또는 직렬-공진 구조들로 귀결된다. 그러한 공진 구조의 존재는 상기 하프-브리지의 스위칭 주파수에 의존하는 컨버터의 이득을 야기한다. 가장 단순한 실시예들에서, 공진 탱크는 단지 두 개의 컴포넌트들(즉, 인덕터 및 커패시터)만을 포함할 수 있고, 상기 탱크에 대하여 상기 절연 변압기의 위치에 따라 직렬- 또는 병렬-공진 중 어느 하나를 발생시킬 수 있다.
동작 중에, 스위치들의 교차-전도를 방지하고 ZVS 상태에 도달하기 위해서, 상기 스위치들은 50%의 듀티-사이클 및 데드-타임(dead-time)을 갖는 구형파에 의해서 드라이빙될 수 있다. 전압 제어 발진기(VCO; Voltage Controlled Oscillator)는 상기 하프-브리지의 스위칭 주파수를 변화시킴으로써 상기 컨버터의 출력 전압을 제어하는 것을 가능하게 할 수 있다.
문헌 EP-A-1 120 896호는 일반적으로 본 명세서에서 고려되는 바와 같은 종래 기술을 대표한다.
실제 응용들에서 추구하는 기본적인 목적은 이용되는 컴포넌트들의 개수 및 치수들을 감소시키고 그리고 전체 스테이지의 효율을 가능한 한 증가시키는 것일 수 있다. EMI 방사들을 가능한 한 낮게 유지하는 것이 다른 바람직한 특징일 수 있다.
이것은, 예컨대 상이한 기능들을 동일한 컴포넌트에 통합시킴으로써 모든 컴포넌트들에 걸쳐 소비된 전력을 일정하게 분배시키는 것을 수반할 수 있다.
이러한 일반적으로 저-전압 고-전류의 컨버터들의 효율을 증가시키기 위해서, 전류-더블러 스테이지가 출력 정류 스테이지를 대체할 수 있다. 이러한 해결책은 상기 변압기의 2차측에서 흐르는 전류를 감소시키고 변압기의 중간 탭을 제거할 수 있게 하며, 이는 순차로 제2 출력 인덕터의 부가에 의해 효율 및 단순화의 증가 및 변압기의 크기 감소를 낳는다.
컴포넌트들의 개수를 줄이는데에 있어서의 추가의 시도는, 제3의 컴포넌트를 이용하는 것이 아니라, 공진 탱크의 일부가 되게 하는 것을 가능하게 하는 HB 커패시터들의 용량성 값들을 낮추는 것을 수반할 수 있다. 컴포넌트들의 개수를 줄이기 위한 또 다른 접근법은, 공진 탱크의 일부로서 누설 또는 자화 인덕턴스와 같은 상기 절연 변압기의 기생 파라미터들을 이용하는 것을 수반하고, 따라서 직렬- 또는 병렬- 공진을 제공하기 위해 외부 인덕터의 이용을 방지한다.
앞서 고려된 이러한 해결책들이 실행가능한 해결책들을 나타낼 수 있는 한편, 본 출원인들은 동일한 컴포넌트에서의 상이한 기능들의 통합이 관심 컴포넌트에서의 전력 소비를 증가시키고 따라서 컴포넌트의 치수들의 증가를 필요로 할 수 있다는 것을 관측하였다. 보다 핵심적으로, 절연 변압기에 공진 기능들을 통합시키는 것이 매우 중요한 것이 될 수 있다. 이것은, 특히 저 전압 응용들에서 1차 및 2차 측들 사이의 적절한 갈바닉(galvanic) 절연을 보장함에 있어서 그것의 중요성 때문에 상기 변압기가 이미 상당한 치수들을 나타내고 있기 때문일 수 있다.
따라서 본 발명의 목적은 앞서 고려된 종래 기술의 해결책의 결점들이 생략될 수 있는 해결책을 제공하는 것이다.
본 발명에 따르면, 그 목적은 이하의 청구항들에서 기술되는 특징들을 갖는 컨버터에 의해서 성취된다. 본 개시는 또한 대응하는 방법과 관련된다.
청구항들은 본 명세서에서 제공되는 본 발명의 개시의 필수적인 부분이다.
따라서, 본 명세서에 개시되는 어레인지먼트의 실시예는, 변압기의 1차측(또는 1차 및 2차측 모두) 상의 하나 이상의 커패시터들 및 전류-더블러 출력 정류 스테이지의 인덕터들로 구성되는 공진 탱크를 포함하는 공진 컨버터이다.
일 실시예에서, 변압기의 1차측 상의 브리지 어레인지먼트(하프-브리지 또는 풀-브리지)의 디커플링 커패시터들과 2차측 상의 전류 더블러의 인덕터(들) 사이에 공진이 발생할 수 있다.
일 실시예에서, 상기 하프 브리지의 동작 주파수는 공진 주파수에 근접할 수 있고, 이는 차례로 상기 커패시터들의 값들 및 상기 변압기의 임피던스 전달 비율로 곱해지는 상기 인덕터들의 값들에 의존한다.
전형적인 실시예에서, 상기 변압기의 기생 자화 및 누설 인덕턴스들은 상기 공진 탱크를 구성하는데에 포함되지 않는다.
사실상, 이러한 인덕턴스들은 1차측에서 보았을 때에 공진 코일들의 인덕턴스 값들보다 각각 훨씬 크거나 또는 훨씬 작다.
일 실시예에서, 상기 전류 더블러의 인덕터들과 상기 디커플링 커패시터들 사이의 상기 공진 탱크는 공진 주파수 범위, 즉 벨-형태의 이득들의 패밀리를 생성하고, 이는 스위칭 주파수(fsw)를 포함하는 컨버터의 부하에 의존한다.
상기 컨버터의 부하는 동작 상태(Q) 및 대응하게 상기 스위칭 주파수(fsw)를 정의한다.
일 실시예에서, 상기 하프-브리지의 동작 주파수에서의 작은 변화들이 출력 전력에서의 변화들을 야기할 수 있는 것을 방지하기 위해서, 상기 출력 전력이 피드백 신호 및 VCO를 통해 제어될 수 있다.
본 명세서에 개시되는 어레인지먼트에 대한 주요 이점들은 다음과 같다:
- 상기 공진 탱크가 그러한 목적을 위해 부가되는 특정한 컴포넌트들을 필요로 하지 않기 때문에, 컴포넌트들의 개수가 제한된다;
- 상기 전류 더블러의 인덕터들과 변압기 사이에서 전력 손실들이 공유된다;
- 상기 컨버터가 간단한 설계를 갖고, 절연 변압기가 작은 치수들로 감소될 수 있으면서(페라이트(ferrite)에 갭이 없음, 단일의 2차 권선) 또한 자화 전류 흐름 및 소비를 갖지 않는다;
- EMI 방사들이 낮다.
실제적인 응용들에서, 이것은 상기 컨버터의 전체 치수들의 감소를 낳는다. 이것은 또한 가격의 감소뿐 아니라(더 작고 더 간단한 절연 변압기, 공진 인덕터가 없음), 회로 및 PCB 레이아웃의 복잡도의 감소를 낳을 수 있다.
첨부된 도면들을 참조하여, 단지 예시적인 것으로서, 본 발명의 실시예들이 기술될 것이다.
도 1은 본 명세서에 기술된 바와 같은 컨버터의 블록도이다.
도 2는 도 1에 도시된 바와 같은 컨버터의 이득을 나타내는 그래프이다.
도 3은 제어 구조가 보충된 도 1에 도시된 바와 같은 컨버터의 블록도이다.
도 4 내지 도 6은 본 명세서에 기술된 바와 같은 컨버터의 동작을 분석하기 위한 등가 회로들을 나타낸다.
도 7 내지 도 16은 본 명세서에 기술된 바와 같은 컨버터의 동작의 기술을 지원하는 블록도들이다.
이하의 설명에서, 다양한 특정 상술들이 주어져 본 실시예들의 철저한 이해를 제공한다. 본 실시예들은 하나 이상의 특정한 상술들이 없어도, 또는 다른 방법들, 컴포넌트들, 물질들 등과 함께 실시될 수 있다. 다른 예들에서, 잘-알려진 구조들, 물질들, 또는 동작들은 본 실시예들의 양상들을 불명료하게 하는 것을 방지하기 위해 도시 또는 기술하지 않는다.
본 설명 전체를 통해서 참조 "일 실시예" 또는 "실시예"는 본 실시예와 관련하여 기술되는 특정한 특징, 구조, 또는 특성이 적어도 하나의 실시예에 포함될 수 있다는 것을 의미한다. 따라서, 본 설명 전체를 통해 다양한 위치들에서의 어구들 "일 실시예에서" 또는 "실시예에서"의 출현들은 반드시 모두 동일한 실시예를 지칭하는 것은 아니다. 게다가, 특정한 특징들, 구조들, 또는 특성들은 하나 이상의 실시예들에서 임의의 적절한 방식으로 결합될 수 있다.
도 1의 블록도에서, 참조번호 10은 전체적으로 공진 절연된 하프-브리지(HB) 컨버터를 나타내고, 다음을 포함한다:
- 두 개의 스위치들(S1, S2) 및 디커플링 커패시터들(Cr1, Cr2)을 갖는 1차측 하프-브리지 브랜치;
- 하프-브리지 어레인지먼트의 상기 디커플링 커패시터들(Cr1, Cr2)과 상기 스위치들(S1, S2) 사이에 중간 점들에 걸쳐서 연결되는 1차 권선을 갖는 절연 변압기(T1); 및
- 상기 변압기(T1)의 2차 권선과 관련되는 2차측 정류 및 필터링 스테이지; 해당 정류 및 필터링 스테이지는, 두 개의 인덕터들(Lr1, Lr2)과 출력 커패시터(Cout)를 갖는 LC 필터 및 두 개의 정류기 다이오드들(D1, D2)을 포함한다. 그러한 정류 및 필터링 스테이지는 전류 더블러 동작을 제공한다.
본 명세서에서 이용되는 바로서, 용어들 "1차측"과 "2차측"은 명백히 상기 변압기의 1차 및 2차 권선들과 관련된다.
두 개의 스위치들(S1, S2)과 디커플링 커패시터들(Cr1, Cr2)을 갖는 하프-브리지 어레인지먼트가 일 예로서 본 명세서에 도시되는 한편, 이러한 개시의 회로 토폴로지가 예컨대 풀-브리지 어레인지먼트로 확장될 수 있음이 이해될 것이다.
상기 브리지 어레인지먼트의 특질과 무관하게, 거기에 포함된 적어도 두 개의 스위치들(S1, S2)은 입력 DC 전압(Vin)에 작용하고(act on), 그들의 관련된 역 다이오드들을 이용해 도시된다.
Rload는 상기 컨버터(10)에 의해 드라이빙되는 예시적 부하(예컨대, 하나 이상의 발광 다이오드(또는 LED)들을 포함하는 LED 셀)의 저항값을 나타낸다. 본 설명의 이해를 촉진시키기 위해 본 명세서에 기술되는 한편, 그러한 부하가 본질적으로 상기 컨버터(10)의 일부를 나타내지 않음이 이해될 것이다.
1차측 스위칭 어레인지먼트의 스위치들, 예컨대 도 1 및 도 3의 예시적인 하프-브리지 어레인지먼트의 스위치들(S1, S2)은 예컨대 MOSFET들, BJT들과 같은 솔리드-스테이트(solid-state) 스위치들로 구성될 수 있다. 스위치들에서의 교차-전도를 방지하고 ZVS 상태에 도달하기 위해서, 이러한 스위치들은 예컨대 50%의 듀티-사이클 및 데드-타임을 갖는 구형파에 의해서 드라이빙될 수 있다.
도 1에서 이중 화살표에 의해서 도식적으로 도시되는 바와 같이, 본 명세서에서 개시되는 상기 어레인지먼트의 실시예는, 변압기의 1차측 상의 (또는 1차 및 2차 측 모두) 하나 이상의 커패시터들 및 전류-더블러 출력 정류 스테이지의 인덕터들로 구성되는 "공진 탱크"를 포함하는 공진 컨버터이다.
일 실시예에서, 탱크에서의 공진이, 상기 변압기의 1차측 상의 하프-브리지의 디커플링 커패시터들(예컨대, Cr1, Cr2)과 상기 2차측의 전류 더블러의 인덕터들(예컨대, Lr1, Lr2) 사이에서 발생할 수 있다.
따라서, 발생하는 공진의 조건은 상기 하프 브리지의 동작 주파수와 관련된다. 일 실시예에서, 상기 하프 브리지의 동작(즉, 스위칭) 주파수(fsw)는 공진 주파수(fr)에 근접할 수 있고, 이는 차례로 상기 커패시터들(Cr1, Cr2)의 값들 및 상기 변압기의 임피던스 전달 비율로 곱해지는 인덕터들(Lr1, Lr2)의 값들에 의존한다.
일 실시예에서, 상기 변압기의 기생 자화 및 누설 인덕턴스들은 상기 공진 탱크를 구성하는데에 포함되지 않고: 사실상, 이러한 인덕턴스들은 1차측에서 보았을 때에 공진 코일들의 인덕턴스 값들보다 각각 훨씬 크거나 또는 훨씬 작다.
일 실시예에서, 상기 전류 더블러의 인덕터들과 상기 디커플링 커패시터들 사이의 상기 공진 탱크는 벨-형태의 이득들의 패밀리를 유도하고, 이는 상기 컨버터의 부하에 의존한다. 상기 컨버터의 부하는 동작 상태(Q) 및 대응하게 상기 스위칭 주파수(fsw)를 정의한다.
Cr1, Cr2에 대한 예시적인 값들이 6,800 pF일 수 있는 한편, Lr1, Lr2에 대한 예시적인 값들이 40 마이크로 H일 수 있다. 상기 변압기(T1)의 예시적인 임피던스 전달 비율(n2/n1)이 4.5와 동일하면, 이것은 fr에 대해 약 48 kHz의 값을 낳는 한편 fsw에 대한 예시적인 값은 약 80 kHz일 수 있다.
도 2의 그래프는 주파수(가로 좌표 스케일)의 함수로서 상기 컨버터의 이득(세로 좌표 스케일)의 예시적인 표현이다. 본 그래프는, 원하는 동작 조건(즉, 원하는 이득 범위)(Q)을 식별하기 위해서 동작/스위칭 주파수(fsw)가 상기 공진 탱크의 공진 범위 내에 위치하여 선택되고 공진 주파수(fr)가 중심에 있는, 공진 회로의 전형적인 벨-형 반응을 보인다.
도 3에 도시된 바와 같은 실시예에서, 상기 하프-브리지의 동작 주파수(fsw)에서의 작은 변화들이 출력 전력에서의 변화들을 야기할 수 있는 것을 방지하기 위해서, 상기 출력 전력이 상기 부하(Rload)로부터 유도되는 (기지의 방식으로) 피드백 신호 및 VCO를 통해서 제어될 수 있다. 상기 피드백 신호는 이득 K를 갖는 조절기로 제공되고, 그리고 교번적 스위칭(온/오프)을 생성하기 위해 상기 스위치들(S1, S2)의 게이트들에 작용하는 전압 제어 발진기(또는 VCO)에 제공된다. 원하는 상보적 스위칭, 즉 두 개의 스위치-온 이벤트들 사이의 적절한 데드-타임을 갖는 ZVS(제로 전압 스위칭) 패턴에 따라 스위치 S2가 스위치 오프될 때에(온에 응답하여) 스위치 S1이 스위치 온(오프에 응답하여) 되는 것을 보장하기 위해서, 논리 인버터(INV)가 상기 스위치들(S1, S2)의 게이트들 사이에 배열된다.
본 명세서에 개시되는 상기 어레인지먼트의 동작이 이제 도 4 내지 도 6에 도시된 등가 모델들을 참조함으로써 기술될 것이고, 이는 상기 변압기(T1)의 1차측으로부터 보았을 때에 상기 컨버터(10)의 모델을 참조한다.
두 개의 상이한 등가 모델들이 출력 다이오드들의 전도 상태에 따라 정의될 수 있다. 각 모델에서 상기 출력 인덕터들 중 하나는 공진 상태에 있고 부하와 직렬로 연결되는 한편, 다른 것은 상기 부하에 병렬로 연결된다.
상기 변압기를 위한 모델은 1차 누설 인덕턴스(Lleak1), 자화 인덕턴스(Lmag) 및 2차 누설 인덕턴스(Lleak2)를 포함한다. 상기 변압기의 자화 인덕턴스는 다른 것들과 비교하여 더 크고, 따라서 무시될 수 있다. 그러한 방식으로, 2차 권선의 누설 인덕턴스는 1차 누설 인덕턴스와 직렬로 연결될 수 있고, 그들은 단지 컴포넌트 Lleak로서 고려될 수 있다. 이전에 진술된 바와 같이, 이러한 인덕터는 상기 공진 탱크의 일부가 아닐 수 있지만 상기 스위치들(S1 및 S2)의 ZVS 반응을 촉진시킬 수 있다(상기 커패시터들(Cp1 및 Cp2)과 함께).
Df1 및 Df2는 프리휠링(freewheeling) 다이오드들이고, 이는 상기 스위치들(S1, S2)의 일부일 수 있거나(MOSFET들의 경우에), 또는 그렇지 않을 수 있다. Cp1 및 Cp2는 외부 커패시터들뿐만 아니라, 상기 스위치들의 기생 커패시터들일 수 있다.
요약하면, 도 4는 두 개의 등가 구성들 중 하나(Lleak1, Lleak2 및 Lmag를 가짐)를 나타내는 한편, 도 5 및 도 6은 Lmag이 없는 상기 컨버터의 등가 회로들의 구성들을 모두 도시한다.
상기 하프-브리지의 타이밍들(Cp1 및 Cp2의 방전 단계들 및 프리휠링 단계들을 갖는 데드-타임들을 포함함) 및 상기 전류 더블러의 인덕터들(Lr1, Lr2)에 흐르는 전류의 방향을 참조함으로써, 상기 컨버터(10)의 순환적 동작이, 시점들 T0..T9으로 경계 지어지는 10개의 상이한 단계들 또는 기간들로 분할될 수 있다. 이러한 분할은 다음의 표에서 제시된다.
전도 단계들의 요약
게이트 S1(하이-mos) 게이트 S2(로우-mos) I(MOS 하이) I(MOS 로우) MOS 단계 I(Lr1) I(Lr2) I(L-leak) 다이오드 D2 다이오드 D
T0-T1 오프 오프 Neg 없음 FW Neg Pos Neg 온 오프
T1-T2 온 오프 Neg 없음 FW Neg Pos Neg 온 오프
T2-T3 온 오프 Pos 없음 Dir Neg Neg Pos 온 오프
T3-T4 온 오프 Pos 없음 Dir Pos Neg Pos 온 오프
T4-T5 오프 오프 Pos Neg C par Pos Neg Pos 오프 온
T5-T6 오프 오프 없음 Neg FW Pos Neg Pos 오프 온
T6-T7 오프 온 없음 Neg FW Pos Neg Pos 오프 온
T7-T8 오프 온 없음 Pos Dir Neg Neg Neg 오프 온
T8-T9 오프 온 없음 Pos Dir Neg Pos Neg 오프 온
T9-T0 오프 오프 Neg Pos C par Neg Pos Neg 온 오프
여기서:
- Neg = 음(Negative)
- Pos = 양(Positive)
- FW = 프리휠링
- Dir = 직접(Direct)
- C Par = C 기생이다.
T0 - T1 (도 7):
이러한 단계에서, 스위치들 모두가 오프되고(데드-타임), 상기 하프-브리지의 전압이 높으며, 하이 모스펫의 상기 프리휠링 다이오드를 통해서 상기 변압기로부터 전류가 흐를 수 있다.
T1 - T2 (도 8):
하이 모스(mos)가 스위치 온 된다. 전류는 계속하여 상기 프리휠링 다이오드를 통해서 흐른다. 이것이 ZVS 상태이다. 출력 인덕터들에서 어떠한 변화들도 발생하지 않는다.
T2 - T3 (도 9):
상기 스위치 및 상기 변압기 모두에서의 전류들이 방향을 변화시킨다. 하이 모스는 직접 전도 상태에 있고 전류가 상기 변압기, 직렬 인덕터(Lr2) 및 디커플링 커패시터들(Cr1, Cr2)을 통해서 반대 방향으로 흐르기 시작한다. Lr1에서의 전류의 방향은 변화하지 않는다.
T3 - T4 (도 10):
병렬 인덕터(Lr1)에서의 전류가 방향을 변화시킨다.
T4 - T5 (도 11):
하이 모스가 스위치 오프된다. 상기 스위치들의 기생 커패시터들(Cp1, Cp2)을 방전시킴으로써, 전류는 계속하여 상기 변압기에서 양으로 흐른다. 상기 HB의 전압은 ZVS 상태를 향해서 0으로 감소한다. 다른 스위치들이 온 될 때에 스위칭 오프되는 하나의 다이오드 때문에, 상기 출력 인덕터들은 그들의 역할들을 교환한다. 등가의 모델이 변화한다: Lr1은 새로운 직렬-인덕터이고 Lr2는 새로운 병렬-인덕터이다.
T5 - T6 (도 12):
로우 스위치의 상기 프리휠링 다이오드들을 통해서 전류가 흐르기 시작한다. 다른 변화들은 발생하지 않는다.
T6 - T7 (도 13):
로우 모스가 스위치 온 된다. 전류가 계속하여 상기 프리휠링 다이오드를 통해서 음으로 흐른다. 이것이 ZVS 상태이다. 출력 인덕터들에서 어떠한 변화들도 발생하지 않는다.
T7 - T8 (도 14):
상기 스위치 및 상기 변압기에서의 전류가 음으로 흐르면서 방향을 변화시킨다. 로우 모스는 직접 전도 상태에 있고, 전류는 또한 상기 직렬-인덕터(Lr1) 및 상기 디커플링 커패시터들(Cr1, Cr2)에서 역전된다. Lr2에서의 전류의 방향은 변화하지 않는다.
T8 - T9 (도 15):
병렬-인덕터(Lr2)에서의 전류는 방향을 변화시킨다.
T9 - T0 (도 16):
로우 모스가 스위치 오프 된다. 상기 전류는 계속하여 모스펫들의 기생 커페시터들(Cp1, Cp2) 및 변압기를 통해서 음으로 흐른다. 상기 HB의 전압은 ZVS 상태에 접근하며 Vin으로 증가한다. 출력 스테이지의 등가 모델이 다시 변화하도록 상기 두 개의 출력 다이오드들은 그들의 역할들을 교환한다. 다시, 직렬-인덕터는 Lr2일 수 있고 병렬-인덕터는 Lr1이다. 동작이 T0으로 되돌아온다.
본 개시의 회로는, 예컨대 동기식으로 정류된 10V의 출력 전압 및 150W의 출력 전력을 갖는 컨버터 및 24V의 출력 전압 및 50W의 출력 전력을 갖는 컨버터를 포함하는 다양한 어레인지먼트들에서 테스트 되어왔다.
당업자는, 본 개시의 회로 토폴로지가 상기 변압기의 1차측 상의 다른 종류들의 활성 스위치들 및 2차측 상의 정류 장치의 다른 구성들 ? 동기식 정류기들을 포함하지만, 드라이빙됨 ?, 및/또는 전류 더블러의 다른 구성들 ? 어쩌면, 전류 더블러 구성들을 포함함 ?을 이용해 구현될 수 있고, 본 명세서에서 기술되는 두 개의 예시적인 인덕터들이 하나의 컴포넌트로 통합된다. 또한, 2차측 정류 및 필터링 스테이지는 동기식 정류를 제공하는 스위칭 수단을 포함할 수 있다.
유사하게, 본 개시의 회로 토폴로지는, 접지에, Vin에 또는 상기 하프-브리지와 상기 변압기 사이에 결합되는 단일의 디커플링 커패시터를 이용해 구현될 수 있다. 하나 이상의 커패시터들이 상기 변압기의 2차측과 직렬로 배열될 수 있고, 그러한 추가의 커패시터들은 상기 공진 탱크의 일부이거나 또는 아닐 수 있다.
바람직하게, 본 개시의 회로 토폴로지는 ZVS 성능 또는 EMI 반응을 향상시키기 위해서 상기 스위치들에 병렬인 소형 커패시터들을 포함할 수 있거나 그리고/또는 터닝 오프(turning off)에서 그들의 전압 경사 및 전압 피크를 변화시키기 위해서 상기 정류 다이오드들(즉, 출력 다이오드들(D1, D2))에 병렬로 배열되는 소형 커패시터들을 포함할 수 있다.
결과적으로, 본 발명의 기본이 되는 원리들에 대한 선입견이 없이, 첨부된 청구항들에 의해서 정의되는 바와 같은 본 발명의 범위를 벗어남이 없이도 단지 예시적으로 기술된 것을 참조하여 상세한 설명들 및 실시예들이, 심지어는 상당하게, 변화할 수 있다.

Claims (12)

  1. 공진 전력 컨버터(10)로서,
    1차 권선 및 2차 권선을 갖는 변압기(T1);
    상기 변압기(T1)의 상기 1차 권선을 드라이브하기 위해 스위칭 주파수(fsw)에서 스위칭가능한 적어도 두 개의 스위치들(S1, S2)을 포함하는 1차측 스위칭 브리지 어레인지먼트 ? 상기 1차측 스위칭 브리지 어레인지먼트는 적어도 하나의 디커플링 커패시터(Cr1, Cr2)를 포함함 ?; 및
    상기 변압기(T1)의 상기 2차 권선에 결합되는 2차측 정류 및 필터링 스테이지 ? 상기 2차측 정류 및 필터링 스테이지는 적어도 하나의 인덕터(Lr1, Lr2)를 갖는 전류 더블러를 포함함 ?
    를 포함하고,
    상기 적어도 하나의 디커플링 커패시터(Cr1, Cr2) 및 상기 전류 더블러 내의 상기 적어도 하나의 인덕터(Lr1, Lr2)는 상기 스위칭 주파수(fsw)를 포함하는 공진 주파수 범위를 갖는 공진 탱크 회로를 구성하고,
    그에 따라, 상기 변압기의 기생 자화 인덕턴스들은 상기 1차 권선 측에서 보았을 때에 상기 전류 더블러 내의 상기 적어도 하나의 인덕터(Lr1, Lr2)의 인덕턴스 값들보다 크고, 상기 변압기의 기생 누설 인덕턴스들은 상기 1차 권선 측에서 보았을 때에 상기 전류 더블러 내의 상기 적어도 하나의 인덕터(Lr1, Lr2)의 인덕턴스 값들보다 작으며,
    상기 공진 전력 컨버터는 상기 공진 주파수 범위 내의 상기 스위칭 주파수(fsw)의 위치(Q)에 의해서 정의되는 이득을 나타내는,
    공진 전력 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 디커플링 커패시터(Cr1, Cr2)는 접지에, 상기 공진 전력 컨버터(10)의 입력 전압(Vin)에, 또는 상기 1차측 스위칭 브리지 어레인지먼트와 상기 변압기 사이에 연결되는,
    공진 전력 컨버터.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 1차측 스위칭 브리지(S1, S2; Cr1, Cr2) 어레인지먼트는 하프-브리지 어레인지먼트인,
    공진 전력 컨버터.
  4. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 1차측 스위칭 브리지 어레인지먼트는 두 개의 디커플링 커패시터들(Cr1, Cr2)을 포함하는,
    공진 전력 컨버터.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 공진 탱크 회로는, 상기 1차측 스위칭 브리지 어레인지먼트 내의 상기 두 개의 디커플링 커패시터들(Cr1, Cr2) 및 상기 2차측 정류 및 필터링 스테이지 내의 상기 전류 더블러 내의 두 개의 인덕터들(Lr1, Lr2)로 구성되는,
    공진 전력 컨버터.
  6. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    ZVS 성능 및 EMI 반응(behavior) 중 적어도 하나를 향상시키기 위해서 상기 스위치들에 결합되는 커패시턴스들(Cp1, Cp2)을 포함하는,
    공진 전력 컨버터.
  7. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 2차측 정류 및 필터링 스테이지는 출력 다이오드들(D1, D2), 및 상기 출력 다이오드들(D1, D2)과 병렬인 커패시터들을 포함하는,
    공진 전력 컨버터.
  8. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 변압기(T1)의 상기 2차 권선에 직렬로 연결되는 적어도 하나의 커패시터를 포함하는,
    공진 전력 컨버터.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 변압기(T1)의 상기 2차 권선에 직렬로 연결되는 상기 적어도 하나의 커패시터가 상기 공진 탱크 회로에 포함되는,
    공진 전력 컨버터.
  10. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 2차측 정류 및 필터링 스테이지는 동기식 정류를 제공하는 스위칭 수단을 포함하는,
    공진 전력 컨버터.
  11. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 공진 전력 컨버터(10)에 의해 드라이빙되는 부하에서의 변화들에 대하여 반응하는 피드백 회로(K); 및
    상기 공진 주파수 범위 내에서 상기 스위칭 주파수(fsw)의 위치를 변화시켜 그에 따라 상기 공진 전력 컨버터(10)에 의해서 드라이빙되는 상기 부하에서의 변화들에 상관없이 상기 공진 전력 컨버터(10)의 출력 전력 레벨을 유지시키고 상기 컨버터의 이득을 조정하기 위해서 상기 스위치들(S1, S2)의 상기 스위칭 주파수(fsw)를 제어하도록 상기 피드백 회로(K)에 결합되는 스위칭 드라이브 수단(VCO, INV)을 포함하는,
    공진 전력 컨버터.
  12. 제1항 또는 제2항에 따른 공진 전력 컨버터(10)를 작동시키는 방법으로서,
    상기 공진 주파수 범위 내에서 상기 스위칭 주파수(fsw)의 위치(Q)를 선택함으로써 상기 공진 전력 컨버터의 이득을 변화시키는 단계를 포함하는,
    전력 컨버터를 작동시키는 방법.
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