TWI596880B - 準諧振半橋轉換器及其控制方法 - Google Patents

準諧振半橋轉換器及其控制方法 Download PDF

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Description

準諧振半橋轉換器及其控制方法
本發明是有關於一種轉換器，特別是指一種準諧振半橋轉換器及其控制方法。
習知的直流電壓轉換器存在以下缺點：
1.輕載時轉換效率不佳，因為習知的串聯諧振轉換器(Series Resonant Converter；SRC)的一次側開關是操作在零電壓切換(Zero Voltage Switching；ZVS)，而能具有轉換效率較高的優點。然而，由於該串聯諧振轉換器的負載的功率大小是相關於一次側開關的切換頻率，導致於輕載時，一次側開關的切換頻率會變高，使得轉換器中的磁性元件及開關元件的切換損失(Switching Loss)變大，所以該種轉換器在輕載時的轉換效率不佳。
2.操作功率的範圍較小，因為習知的返馳式(Flvback)的準諧振轉換器是操作在單向激磁，如需提高功率範圍，需使用較大的變壓器。又因為其功率開關及輸出電容是操作於邊界導通模式，需具有較高的應力及較大的容值。
3.開關控制方式較複雜，因為習知返馳式的準諧振轉換 器是偵測開關的二端跨壓來控制開關何時導通，或是偵測變壓器傳遞能量何時結束時來控制開關何時導通，因此，轉換器是操作於邊界導通模式。控制單元因需要偵測開關的二端跨壓何時在相對低點，而需具有變頻控制的驅動信號，使得控制方式變得複雜。
4.電磁干擾(EMI)的設計較困難，習知的串聯諧振轉換器與準諧振轉換器都是利用變頻的開關控制以產生穩定的直流輸出電壓，因此電路的操作頻率會在一個範圍內變動，在電磁干擾(EMI)的設計上需考量到該範圍內的所有的頻段。
5.漣波表現較差，習知的返馳式的準諧振轉換器是操作在單向激磁，與雙向激磁的轉換器相比較，需要較大的輸出電容來減少輸出電壓漣波。
6.體積較大，習知的返馳式的準諧振轉換器應用在大於60瓦特的負載時，因為其輸出電流漣波比較大，因此，其轉換器的變壓器與輸出電容，都需使用較大的型號與容值來達到電路設計的需求。
7.使用耐壓較高的元件，習知的箝位式轉換器由於先天結構的特性，開關上的耐壓是輸出電壓加上輸出電壓由變壓器圈數比反射回一次側的電壓，而須使用較高耐壓的元件。
8.利用率較低，習知的準諧振轉換器主要操作在單向激磁的架構，使得變壓器的利用率比操作在雙向激磁架構差，需使用較大體積的變壓器來完成電路設計。
因此，本發明之目的，即在提供一種輕載時轉換效率佳的準諧振半橋轉換器及其控制方法。
於是，本發明提出一種準諧振半橋轉換器，適用於接收一直流輸入電壓，並輸出一直流輸出電壓至一負載，且包含一開關單元、一電容單元、一變壓器、一整流器單元、一輸出電容、及一控制單元。
該開關單元接收該直流輸入電壓，並包括串聯的一第一開關及一第二開關，每一開關具有並聯的一基體二極體及一寄生電容，該第一開關及第二開關分別接收一第一控制信號及一第二控制信號，且分別根據該第一及第二控制信號，於導通與不導通之間切換。
該電容單元與該開關單元並聯，並包括串聯的一第一電容及一第二電容。
該變壓器包括一位於一次側的第一繞組，及位於二次側且串聯的一第二繞組與一第三繞組，每一繞組具有一極性端及一非極性端，該第三繞組的極性端電連接該第二繞組的非極性端，該第一繞組的極性端電連接該開關單元的第一開關及第二開關的共同接點，該第一繞組的非極性端電連接該電容單元的第一電容及第二電容的共同接點。
該整流器單元並聯於該第二繞組的極性端及該第三繞組的非極性端之間，且包括串聯的一第三開關及一第四開關。
該輸出電容電連接於該第二繞組與第三繞組的共同接點及該第三開關與第四開關的共同接點之間，並與該負載並聯，該輸出電容之二端的跨壓為該直流輸出電壓。
該控制單元電連接該開關單元的第一開關與第二開關，並接收該直流輸出電壓，且據以產生該第一及第二控制信號，使該第一控制信號及第二控制信號操作於一固定頻率，並調整其佔空比以控制該第一及第二開關分別於其跨壓接近零時，適時導通。
本發明另提出一種準諧振半橋轉換器的控制方法，適用於一準諧振半橋轉換器，該準諧振半橋轉換器接收一直流輸入電壓，並輸出一直流輸出電壓至一負載且包含：一開關單元，接收該直流輸入電壓，並包括串聯的一第一開關及一第二開關，每一開關具有並聯的一基體二極體及一寄生電容，一電容單元，與該開關單元並聯，並包括串聯的一第一電容及一第二電容，一變壓器，包括一位於一次側的第一繞組，及位於二次側且串聯的一第二繞組與一第三繞組，每一繞組具有一極性端及一非極性端，該第三繞組的極性端電連接該第二繞組的非極性端，該第一繞組的極性端電連接該開關單元的第一開關及第二開關的共同接點，該第一繞組的非極性端電連接該電容單元的第一電容及第二電容的共同接點，一整流器單元，並聯於該第二繞組的極性端及該第三 繞組的非極性端之間，且包括串聯的一第三開關及一第四開關，一輸出電容，電連接於該第二繞組與第三繞組的共同接點及該第三開關與第四開關的共同接點之間，並與該負載並聯，該輸出電容之二端的跨壓為該直流輸出電壓，及一控制單元，電連接該開關單元的第一開關與第二開關，並接收該直流輸出電壓，該控制方法包含下列步驟：(a)藉由該控制單元根據該直流輸出電壓，產生一第一控制信號及一第二控制信號，且該第一及第二控制信號操作於一固定頻率；(b)該第一及第二控制信號分別控制該第一及第二開關，在該第一控制信號為邏輯1時，該第一開關導通，在該第二控制信號為邏輯1時，該第二開關導通，在該第一控制信號為邏輯0時，該第一開關不導通，在該第二控制信號為邏輯0時，該第二開關不導通；及(c)藉由該控制單元根據該直流輸出電壓，調整該第一及第二控制信號的佔空比，分別使該第一開關及第二開關在其跨壓接近零時，適時導通。
本發明具有以下功效：
第一、利用固定頻率的控制信號，且改變其佔空比的方式控制一次側開關，使得準諧振半橋轉換器在滿載時能達到串聯諧振轉換器的轉換效率，且在輕載時更能優於串聯諧振轉換器的轉換效率。
第二、操作功率範圍較大。本發明由於變壓器操作於雙向激磁而提高變壓器的利用率，相較於習知的返馳式的準諧振轉換器能有效提高操作的功率範圍。
第三、該開關單元的二開關控制方式較為簡化。本發明相較於習知的返馳式的準諧振轉換器的控制方式，不需要偵測開關的二端跨壓何時在相對低點，且不需要變頻操作來穩定輸出電壓，因此能有效簡化開關控制方式。
第四、電磁干擾的設計較為容易。本發明由於第一控制信號及第二控制信號是定頻操作，在電磁干擾的設計時，所需考量到的頻率範圍是固定的，相較於習知返馳式的準諧振轉換器能有效減化電磁干擾的設計。
第五、漣波表現較佳。本發明由於轉換器是操作在雙向激磁的架構，輸出電容的漣波頻率是開關頻率的兩倍，只需使用較少電容即能與操作在單向激磁的習知轉換器達到相同的漣波表現，因此，相較於習知返馳式的準諧振轉換器能有較佳的漣波表現。
第六、體積較小。本發明由於轉換器是操作在雙向激磁，使流經變壓器的電流會均等地通過該開關單元的二開關，進而降低電流過熱所造成的問題，因此，變壓器與輸出電容可使用較小的體積與容值來達到相同輸出功率，相較於習知返馳式的準諧振轉換器能有較小的體積。
第七、使用較低耐壓元件。本發明由於轉換器的結構特性，與習知的主動箝位轉換器相比，本發明具有使用較低耐壓元件的優點。
第八、變壓器的利用率較高。本發明由於轉換器操作在雙向激磁可提高功率的操作範圍，與習知的準諧振轉換器相比，本發明具有在相同輸出功率下利用率較高的優點。
1‧‧‧開關單元
11‧‧‧第一開關
12‧‧‧第二開關
13‧‧‧第三開關
14‧‧‧第四開關
2‧‧‧電容單元
CrH‧‧‧第一電容
CrL‧‧‧第二電容
3‧‧‧變壓器
31‧‧‧第一繞組
32‧‧‧第二繞組
33‧‧‧第三繞組
4‧‧‧整流器單元
5‧‧‧控制單元
DSH‧‧‧第一二極體
DSL‧‧‧第二二極體
DH、DL‧‧‧基體二極體
CO‧‧‧輸出電容
CossH、CossL‧‧‧寄生電容
Lm‧‧‧激磁電感
Lr‧‧‧諧振電感
8‧‧‧輸入電源
9‧‧‧準諧振半橋轉換器
RL‧‧‧負載
VIN‧‧‧直流輸入電壓
VO‧‧‧直流輸出電壓
S1~S4‧‧‧控制信號
VDS1、VDS2‧‧‧跨壓
IP‧‧‧一次側電流
Im‧‧‧激磁電感電流
Ir‧‧‧諧振電感電流
T1、T2‧‧‧預定時間
本發明之其他的特徵及功效，將於參照圖式的實施方式中清楚地呈現，其中：圖1是一電路圖，說明本發明準諧振半橋轉換器之一第一較佳實施例；圖2是一時序圖，說明該第一較佳實施例之複數信號之間的關係；圖3是一電路圖，說明該第一較佳實施例操作於一第一區間時的態樣；圖4是一電路圖，說明該第一較佳實施例操作於一第二區間時的態樣；圖5是一電路圖，說明該第一較佳實施例操作於一第三區間時的態樣；圖6是一電路圖，說明該第一較佳實施例操作於一第四區間時的態樣；圖7是一電路圖，說明該第一較佳實施例操作於一第五區間時的態樣；圖8是一電路圖，說明該第一較佳實施例操作於一第六區間時的態樣；圖9是一電路圖，說明本發明準諧振半橋轉換器之一第 二較佳實施例；及圖10是一時序圖，說明該第二較佳實施例之複數控制信號之間的關係。
在本發明被詳細描述之前，應當注意在以下的說明內容中，類似的元件是以相同的編號來表示。
參閱圖1，本發明準諧振半橋轉換器9之第一較佳實施例，適用於電連接一輸入電源8，例如直流電源，及一負載RL，以將一來自該輸入電源8的直流輸入電壓VIN轉換成另一直流輸出電壓VO於該負載RL，且該準諧振半橋轉換器9包含一開關單元1、一電容單元2、一變壓器3、一整流器單元4、一輸出電容CO、及一控制單元5。
該開關單元1並聯於該輸入電源8的兩端，並包括串聯的一第一開關11及一第二開關12。該第一及第二開關11、12分別具有並聯的一基體二極體DH、DL及一寄生電容CossH、CossL，並分別接收一第一控制信號S1及一第二控制信號S2，且分別根據該第一控制信號S1及第二控制信號S2，於導通與不導通之間切換。在本實施例中，每一開關11、12是一N型功率電晶體，且該等基體二極體DH、DL及寄生電容CossH、CossL分別並聯於該二N型功率電晶體的源極與汲極之間，該二N型功率電晶體的閘極分別接收該第一及第二控制信號S1、S2。
該電容單元2並聯於該輸入電源8的兩端，並包括串聯的一第一電容CrH及一第二電容CrL。
該變壓器3包括一位於一次側的第一繞組31，及位於二次側且串聯的一第二繞組32與一第三繞組33，每一繞組31~33具有一極性端及一非極性端，該第三繞組33的極性端電連接該第二繞組32的非極性端。
該第一繞組31的極性端電連接該開關單元1的第一開關11及第二開關12的共同接點，該第一繞組31的非極性端電連接該電容單元2的第一電容CrH及第二電容CrL的共同接點。圖1中的變壓器3為考慮非理想因素下的等效電路，因此，該變壓器3還包括一與該第一繞組31並聯的激磁電感Lm，及一介於該第一繞組31的極性端與該第一開關11及第二開關12之共同接點之間的諧振電感Lr。
該整流器單元4並聯於該第二繞組32的極性端及該第三繞組33的非極性端之間，並包括串聯的一第一二極體DSH及一第二二極體DSL。每一二極體DSH、DSL具有一陽極端及一陰極端，且該第二二極體DSL的陰極端電連接該第一二極體DSH的陰極端。在本實施例中，每一二極體DSH、DSL是一蕭特基二極體，以作為一開關之用。
該輸出電容CO電連接於該第二繞組32與第三繞組33的共同接點及該第一二極體DSH與第二二極體DSL的共同接點之間。該負載RL與該輸出電容CO並聯，且該負載RL的二端的跨壓即為該直流輸出電壓VO。
該控制單元5根據該直流輸出電壓VO，產生一固定頻率的該第一控制信號S1及第二控制信號S2，並調整該第一控制信號S1及第二控制信號S2的佔空比(Duty Cycle)。
參閱圖2，圖2是一時序圖，橫軸為時間t，說明該第一較佳實施例中，該第一控制信號S1、該第二控制信號S2、該第一開關11的跨壓VDS1、該第二開關12的跨壓VDS2、一一次側電流IP、一諧振電感電流Ir、及一激磁電感電流Im之間的關係。該一次側電流IP、諧振電感電流Ir、及激磁電感電流Im的方向，如圖1中的箭號所示為正方向。
參閱圖2與圖3，圖3的虛線及箭號表示導通路徑，且並未畫出不導通的元件。當t0≦t<t1，也就是於一第一區間時，該第一控制信號S1的邏輯準位為1，控制該第一開關11導通，該第二控制信號S2的邏輯準位為0，控制該第二開關12不導通，該直流輸入電壓VIN經由該第一開關11及該諧振電感Lr，在該第一繞組31產生該一次側電流IP，再經由該變壓器3的第二繞組32，使得該第一二極體DSH導通，且該第二二極體DSL不導通，而將能量傳送至該負載RL。此時，由於該第一二極體DSH導通，該變壓器3的第二繞組32的跨壓為該直流輸出電壓VO，且該第二繞組32的跨壓經由變壓器3映射回第一繞組31的二端，使該激磁電感Lm的跨壓與映射回該第一繞組31的二端的跨壓相同，進而使得該激磁電感電流Im開始線性上升。由於該第一開關11導通，也使得該第一電容CrH對該第二電容CrL儲能，並同時對該負載RL釋放能量。
參閱圖2與圖4，圖4的虛線及箭號表示導通路 徑，且並未畫出不導通的元件。當t=t1時，該第一控制信號S1的邏輯準位變為0，使得該第一開關11不導通。此時，該諧振電感電流Ir仍持續流動，並藉由流經該第一繞組31的該一次側電流IP，經由該變壓器3而持續對負載RL提供能量。
當t1≦t<t2時，也就是於一第二區間時，該電容單元2的第一電容CrH對該第一開關11的寄生電容CossH及該第二電容CrL儲能，並同時提供能量至該負載RL。此時，該第二開關12的寄生電容CossL，藉由該諧振電感電流Ir釋放能量至該第一開關11的寄生電容CossH。
參閱圖2與圖5，圖5的虛線及箭號表示導通路徑，且並未畫出不導通的元件。當t=t2時，該第一開關11的寄生電容CossH之二端的跨壓VDS1被充電至該直流輸入電壓VIN的大小，使得該第一開關11的寄生電容CossH視為開路(Open)狀態，且該第二開關12的寄生電容CossL之二端的跨壓VDS2被放電至零，使該第二開關12的基體二極體DL導通。此時，該諧振電感電流Ir仍持續流動，並藉由流經該第一繞組31的該一次側電流IP，經由該變壓器3而持續對負載RL提供能量。
當t2≦t<t3時，也就是於一第三區間時，該電容單元2的第一電容CrH藉由該輸入電源8及該第二開關12的基體二極體DL，對第二電容CrL儲能，且同時提供能量至該負載RL。在此區間，該第一電容CrH之二端的跨壓逐漸下降，而該第二電容CrL之二端的跨壓逐漸上升，使得 流經該第一繞組31的該一次側電流IP逐漸減少。
參閱圖2與圖6，圖6的虛線及箭號表示導通路徑，且並未畫出不導通的元件。當t=t3時，流經該第一繞組31的該一次側電流IP減少至零。當t3≦t<t4時，也就是於一第四區間時，該諧振電感電流Ir仍持續流動且逐漸減小，流經該第一繞組31的該一次側電流IP為負值，也就是其電流方向相反，使該整流器單元4的第二二極體DSL導通，且第一二極體DSH不導通。此時，該直流輸出電壓VO映射回該變壓器3的一次側，也就是該變壓器3的第一繞組31的二端，使得該激磁電感Lm的跨壓被箝制在-nVo。該激磁電感Lm開始釋放能量至該負載RL，且該激磁電感電流Im的大小也呈線性下降。該電容單元2的第一電容CrH持續釋放能量，且其二端的跨壓也逐漸減小，而該第二電容CrL儲存能量，且其二端的跨壓逐漸上升。
參閱圖2與圖7，圖7的虛線及箭號表示導通路徑，且並未畫出不導通的元件。當t=t4時，該諧振電感電流Ir降為零。當t4≦t<t5時，也就是於一第五區間時，該電容單元2的第二電容CrL開始釋放能量，且該諧振電感Lr開始反向儲能，使得該諧振電感電流Ir變為負值，也就是其電流方向相反，流經該第一繞組31的該一次側電流IP仍為負值，該整流器單元4的第二二極體DSL導通，第一二極體DSH不導通，而傳送能量至該負載RL。
由於該諧振電感電流Ir變為負值，該第一開關11的寄生電容CossH及該電容單元2的第二電容CrL開始釋 放能量，且該第一開關11的跨壓VDS1由該直流輸入電壓VIN些微下降。同時，該第二開關12的寄生電容CossL及該電容單元2的第一電容CrH開始儲能，且該第二開關12的跨壓VDS2由零些微上升。
參閱圖2與圖8，圖8的虛線及箭號表示導通路徑，且並未畫出不導通的元件。當t=t5時，該諧振電感電流Ir再度為零。當t5≦t<t6時，也就是於一第六區間時，該諧振電感電流Ir再度變為正值，也就是其電流方向再度改變，該電容單元2的第一電容CrH開始釋放能量，使該第二電容CrL開始儲能，該一次側電流IP仍為負值，該整流器單元4的第二二極體DSL導通，第一二極體DSH不導通，而傳送能量至該負載RL。此時，該第一開關11的寄生電容CossH再次開始儲能，該第二開關12的寄生電容CossL再次開始釋放能量。當t=t6時，該第二控制信號S2的邏輯準位變為1，該第六區間結束。
在t6≦t<t12的區間時，該準諧振半橋轉換器9的操作與在t0≦t<t6的區間類似，為一對偶態樣，也就是說，該一次側電流IP、激磁電感電流Im、及諧振電感電流Ir呈正負大小對稱的互補態樣，因此，該區間的操作原理類似前述的說明，不再贅述。
由於該第一控制信號S1及第二控制信號S2都操作於該固定頻率，且該固定頻率與串聯諧振轉換器的共振頻率相等，並根據該直流輸出電壓VO，調整其佔空比(Duty Cycle)，以控制該開關單元1的第一開關11及第二開 關12操作於導通及不導通之間。而第一開關11僅於跨壓VDS1為接近零時，才會依佔空比由不導通切換成導通，第二開關12亦於跨壓VDS2為接近零時，才依佔空比由不導通切換成導通。當該準諧振半橋轉換器9操作於一滿載狀態時，該第一控制信號S1及該第二控制信號S2的佔空比會與串聯諧振轉換器的控制信號的佔空比相同，因此該準諧振半橋轉換器9在滿載狀態時的轉換效率會與串聯諧振轉換器相同。當該準諧振半橋轉換器9操作於一輕載狀態時，例如輕載狀態時該負載RL的功率為滿載狀態時的百分之二十，該第一控制信號S1及該第二控制信號S2藉由調整其佔空比的方式，提供該直流輸出電壓VO，由於該準諧振半橋轉換器9仍能操作於相同頻率，因此其變壓器3及開關單元1的切換損失都小於串聯諧振轉換器，使得準諧振半橋轉換器9於輕載狀態時的轉換效率會比串聯諧振轉換器還要佳。
特別值得一提的是：本發明準諧振半橋轉換器9的等效諧振模型是利用諧振電感Lr、作為諧振電容的第一電容CrH與第二電容CrL、激磁電感Lm、及第一與第二開關11、12的寄生電容CossH、CossL參與諧振，並設計適當的諧振電感Lr的感值及第一與第二電容CrH、CrL的容值，也就是說，該準諧振半橋轉換器9的諧振頻率是由該諧振電感Lr、該電容單元2的第一電容CrH與第二電容CrL、該激磁電感Lm、及該開關單元1的第一開關11與第二開關12的寄生電容CossH、CossL所決定。與習知的準諧振轉換器利 用激磁電感Lm及開關的寄生電容參與諧振的方式完全不同。此外，該開關單元1的第一開關11及第二開關12的跨壓VDS1、VDS2在諧振區間，即t1~t6與t6~t12之間降至0伏特後，只會振盪至一微小的電壓值，因此，能大幅降低該第一開關11及第二開關12在導通時的切換損失，因而提高準諧振半橋轉換器的轉換效率。
參閱圖9，本發明準諧振半橋轉換器9之第二較佳實施例，大致上是與該第一較佳實施例相同，不同的地方在於：該整流器單元4以一第三開關13及一第四開關14分別取代該第一二極體DSH及第二二極體DSL。在本實施例中，該第三開關13及第四開關14都是一N型功率電晶體，且分別接收一第三控制信號S3及一第四控制信號S4，而分別操作於導通及不導通之間。
參閱圖9與圖10，圖10是一時序圖，橫軸為時間，說明該第三及第四控制信號S3、S4與該第一及第二控制信號S1、S2之間的關係。當該第一控制信號S1及第二控制信號S2的邏輯準位都為0時，該第一開關11及第二開關12都不導通，該準諧振半橋轉換器操作於一死區(Dead Zone)區間，此時，該變壓器3的二次側的能量大於其一次側的能量，將可能會有一逆電流由變壓器3的二次側回灌至其一次側的情況發生。在該第一較佳實施例時，該整流器單元4是利用蕭特基二極體具有單向導通的特性，以避免該回灌的情況。而在該第二較佳實施例時，利用該第三及第四控制信號S3、S4分別相對該第一及第二控制信號 S1、S2落後一第一預定時間T1變為邏輯1，且提前一第二預定時間T2變為邏輯0，使該第三及第四開關13、14分別相對該第一及第二開關11、12落後該第一預定時間T1導通，且提前該第二預定時間T2不導通，以避免該回灌的情況。該第一預定時間T1及第二預定時間T2的數值可為相同或不相同。
由於該整流器單元4的N型功率電晶體具有導通電阻較低的特性，使得該第三及第四開關13、14在導通時，其功率損耗能比該第一較佳實施例的該第一及第二二極體DSH、DSL的功率損耗還低，而提高整體的轉換效率。
綜上所述，本案具有以下優點：
1.操作於輕載狀態時的轉換效率較佳。本發明利用定頻操作的第一控制信號S1及第二控制信號S2，以調整其佔空比的方式控制該開關單元1的二開關的導通時間，能避免該二開關的切換頻率於輕載時變高，相較於習知的串聯諧振轉換器能有效降低切換損失。
2.操作功率範圍較大。本發明由於變壓器操作於雙向激磁而提高變壓器的利用率，相較於習知的返馳式的準諧振轉換器能有效提高操作的功率範圍。
3.該開關單元1的二開關控制方式較為簡化。本發明由於上述實施例利用定頻操作的第一控制信號S1及第二控制信號S2，相較於習知的返馳式的準諧振轉換器的控制方式，不需要偵測開關的二端跨壓何時在相對低點，且不需要變頻操作來穩定輸出電壓，因此能有效簡化開關控制方 式。
4.電磁干擾的設計較為容易。本發明由於第一控制信號S1及第二控制信號S2是定頻操作，在電磁干擾的設計時，所需考量到的頻率範圍是固定的，相較於習知返馳式的準諧振轉換器能有效減化電磁干擾的設計。
5.漣波表現較佳。本發明由於轉換器是操作在雙向激磁的架構，輸出電容的漣波頻率是開關頻率的兩倍，只需使用較少電容即能與操作在單向激磁的習知轉換器達到相同的漣波表現，因此，相較於習知返馳式的準諧振轉換器能有較佳的漣波表現。
6.體積較小。本發明由於轉換器是操作在雙向激磁，使流經變壓器的電流會均等地通過該開關單元的二開關，進而降低電流過熱所造成的問題，因此，變壓器與輸出電容可使用較小的體積與容值來達到相同輸出功率，相較於習知返馳式的準諧振轉換器能有較小的體積。
7.使用較低耐壓元件。本發明由於轉換器的結構特性與習知的主動箝位轉換器相比，具有使用較低耐壓元件的優點。
8.變壓器的利用率較高。本發明由於轉換器操作在雙向激磁可提高功率的操作範圍，與習知的準諧振轉換器相比，具有在相同輸出功率下利用率較高的優點。
惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及專利說明書內容所作之簡單的等效變化與 修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。
1‧‧‧開關單元
11‧‧‧第一開關
12‧‧‧第二開關
2‧‧‧電容單元
CrH‧‧‧第一電容
CrL‧‧‧第二電容
3‧‧‧變壓器
31‧‧‧第一繞組
32‧‧‧第二繞組
33‧‧‧第三繞組
4‧‧‧整流器單元
DSH‧‧‧第一二極體
DSL‧‧‧第二二極體
CO‧‧‧輸出電容
CossH、CossL‧‧‧寄生電容
Lm‧‧‧激磁電感
Lr‧‧‧諧振電感
8‧‧‧輸入電源
RL‧‧‧負載
VIN‧‧‧直流輸入電壓
VO‧‧‧直流輸出電壓
S1~S2‧‧‧控制信號
VDS1、VDS2‧‧‧跨壓
IP‧‧‧一次側電流
Im‧‧‧激磁電感電流
Ir‧‧‧諧振電感電流

Claims (8)

  1. 一種準諧振半橋轉換器，適用於接收一直流輸入電壓，並輸出一直流輸出電壓至一負載，且包含：一開關單元，接收該直流輸入電壓，並包括串聯的一第一開關及一第二開關，每一開關具有並聯的一基體二極體及一寄生電容，該第一開關及第二開關分別接收一第一控制信號及一第二控制信號，且分別根據該第一及第二控制信號，於導通與不導通之間切換；一電容單元，與該開關單元並聯，並包括串聯的一第一電容及一第二電容；一變壓器，包括一位於一次側的第一繞組，及位於二次側且串聯的一第二繞組與一第三繞組，每一繞組具有一極性端及一非極性端，該第三繞組的極性端電連接該第二繞組的非極性端，該第一繞組的極性端電連接該開關單元的第一開關及第二開關的共同接點，該第一繞組的非極性端電連接該電容單元的第一電容及第二電容的共同接點，該變壓器還包括一與該第一繞組並聯的激磁電感，及一介於該第一繞組的極性端與該第一開關及第二開關之共同接點之間的諧振電感，且該準諧振半橋轉換器的諧振頻率是相關於該諧振電感、該電容單元的第一電容與第二電容、該激磁電感、及該開關單元的第一開關與第二開關的寄生電容； 一整流器單元，並聯於該第二繞組的極性端及該第三繞組的非極性端之間，且包括串聯的一第三開關及一第四開關；一輸出電容，電連接於該第二繞組與第三繞組的共同接點及該第三開關與第四開關的共同接點之間，並與該負載並聯，該輸出電容之二端的跨壓為該直流輸出電壓；及一控制單元，電連接該開關單元的第一開關與第二開關，並接收該直流輸出電壓，且據以產生該第一及第二控制信號，並使該第一控制信號及第二控制信號操作於一固定頻率，並調整其佔空比以控制該第一及第二開關分別於其跨壓接近零時，適時導通。
  2. 如請求項1所述的準諧振半橋轉換器，其中，該整流器單元的第三開關及第四開關分別是一第一二極體及一第二二極體，每一二極體具有一陽極端及一陰極端，且該第二二極體的陰極端電連接該第一二極體的陰極端。
  3. 如請求項2所述的準諧振半橋轉換器，其中，該整流器單元的第一二極體及第二二極體都是一蕭特基二極體。
  4. 如請求項3所述的準諧振半橋轉換器，其中，該開關單元的第一及第二開關都是一N型功率電晶體。
  5. 如請求項1所述的準諧振半橋轉換器，其中，該第三開關及第四開關分別接收一第三控制信號及一第四控制 信號，並分別根據該第三及第四控制信號，而分別於導通及不導通之間切換。
  6. 如請求項5所述的準諧振半橋轉換器，其中，該開關單元的第一開關及第二開關，與該整流器單元的第三開關及第四開關都是一N型功率電晶體。
  7. 如請求項6所述的準諧振半橋轉換器，其中，該第三及第四控制信號分別根據該第一及第二控制信號，分別落後一第一預定時間變為邏輯1，且提前一第二預定時間變為邏輯0，使該第三及第四開關分別相對該第一及第二開關落後該第一預定時間導通，且提前該第二預定時間不導通。
  8. 一種準諧振半橋轉換器的控制方法，適用於一準諧振半橋轉換器，該準諧振半橋轉換器接收一直流輸入電壓，並輸出一直流輸出電壓至一負載，且包含：一開關單元，接收該直流輸入電壓，並包括串聯的一第一開關及一第二開關，每一開關具有並聯的一基體二極體及一寄生電容，一電容單元，與該開關單元並聯，並包括串聯的一第一電容及一第二電容，一變壓器，包括一位於一次側的第一繞組，及位於二次側且串聯的一第二繞組與一第三繞組，每一繞組具有一極性端及一非極性端，該第三繞組的極性端電連接該第二繞組的非極性端，該第一繞組的極性端電連接該開關單元的第一開關及第二開關的共同接點，該第一繞 組的非極性端電連接該電容單元的第一電容及第二電容的共同接點，該變壓器還包括一與該第一繞組並聯的激磁電感，及一介於該第一繞組的極性端與該第一開關及第二開關之共同接點之間的諧振電感，且該準諧振半橋轉換器的諧振頻率是相關於該諧振電感、該電容單元的第一電容與第二電容、該激磁電感、及該開關單元的第一開關與第二開關的寄生電容，一整流器單元，並聯於該第二繞組的極性端及該第三繞組的非極性端之間，且包括串聯的一第三開關及一第四開關，一輸出電容，電連接於該第二繞組與第三繞組的共同接點及該第三開關與第四開關的共同接點之間，並與該負載並聯，該輸出電容之二端的跨壓為該直流輸出電壓，及一控制單元，電連接該開關單元的第一開關與第二開關，並接收該直流輸出電壓，該控制方法包含下列步驟：(a)藉由該控制單元根據該直流輸出電壓，產生一第一控制信號及一第二控制信號，且該第一及第二控制信號操作於一固定頻率；(b)該第一及第二控制信號分別控制該第一及第二開關，在該第一控制信號為邏輯1時，該第一開關導通，在該第二控制信號為邏輯1時，該第二開關導通，在該第一控制信號為邏輯0時，該第一開關不導通，在該第 二控制信號為邏輯0時，該第二開關不導通；及(c)藉由該控制單元根據該直流輸出電壓，調整該第一及第二控制信號的佔空比，分別使該第一開關及第二開關在其跨壓接近零時，適時導通。
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