CN102047544A

CN102047544A - 固定频率llc谐振功率调节器

Info

Publication number: CN102047544A
Application number: CN2008801295046A
Authority: CN
Inventors: F·黄
Original assignee: Texas Instruments Inc
Current assignee: Texas Instruments Inc
Priority date: 2008-12-19
Filing date: 2008-12-19
Publication date: 2011-05-04
Also published as: WO2010069096A1; US20110299301A1

Abstract

本发明涉及一种LLC谐振AC/DC功率调节器系统(10)，该LLC谐振AC/DC功率调节器系统系统(10)包括包含初级电感器和次级电感器的变压器(20)。LLC谐振回路(18)被配置为具有第一和第二谐振频率。全桥被耦合在第一和第二电压之间，并且包括耦合在第一和第二电压之间的第一对开关，以及耦合在第一和第二电压之间的第二对开关。LLC谐振回路(18)耦合在将第一对开关互连的第一节点和将第二对开关互连的第二节点之间。开关(16)响应各开关控制信号而被启用和停用，从而通过LLC谐振回路(18)生成谐振电流。各开关控制信号具有固定频率和调节的占空比，从而以零电压开关(ZVS)方式启用该多个开关。输出级(22)耦合到次级电感器，并且包含配置为传导响应谐振电流在次级电感器中生成的输出电流的至少一个输出整流器(24)。输出级(22)基于输出电流在输出端生成整流的输出电压。

Description

固定频率LLC谐振功率调节器

技术领域

本发明涉及电子电路，并更具体地涉及固定频率LLC谐振功率调节器。

背景技术

对于以提高的效率和降低的功耗操作从而适应尺寸持续降低的电子器件的功率转换和调节电路的需求在提高。开关调节器已经实现为有效机构，用于在电源中提供调节的输出。一个这样类型的调节器称为开关调节器或开关电源，其通过控制耦合到负载的一个或多于一个的开关的开启和关闭占空比来控制流到负载的功率流。现今有许多不同种类的开关调节器。

一种这样类型的开关调节器是谐振功率调节器。谐振功率调节器可以与谐振回路(resonant tank)一起配置，该谐振回路传导基于电容器和电感器之间的功率存储互感(例如变压器的初级电感器中)的振荡谐振电流。振荡谐振电流可以基于开关的操作生成，并因此可以在变压器的次级电感器中感应电流。因此，输出电压可以基于输出电流生成。谐振功率调节器可以被实施为实现非常低的开关损失，并因此可以以相当高的开关频率操作。

发明内容

本发明的一个实施例包括LLC谐振交流直流(AC/DC)功率调节器系统。该系统包括包含初级电感器和次级电感器的变压器。LLC谐振回路被配置为具有第一和第二谐振频率。全桥(full-bridge)被耦合在第一和第二电压之间，并包括耦合在第一和第二电压之间的第一对开关和耦合在第一和第二电压之间的第二对开关。LLC谐振回路耦合在将第一对开关互连的第一节点和将第二对开关互连的第二节点之间。该开关响应各开关控制信号被启用和停用，从而通过LLC谐振回路生成谐振电流。各开关控制信号具有固定频率和调节的占空比，从而以零电压开关(ZVS)方式启用多个开关。输出级耦合到次级电感器，并包含被配置传导响应谐振电流在次级电感器中生成的输出电流的至少一个输出整流器。输出级基于输出电流在输出端生成整流的输出电压。

本发明另一实施例包括经LLC谐振功率调节器生成输出电压的方法。该方法包括生成具有固定频率和调节的占空比的多个开关控制信号，并响应该多个开关控制信号，以预定序列启用在LLC谐振功率调节器中配置为全桥排布的多个开关。该方法也包括响应该多个开关的启用，通过包含变压器的初级电感器、漏电感器(1eakage inductor)和谐振电容器的串联连接的LLC谐振回路生成谐振电流。该方法也包括响应谐振电流将与所述多个开关有关的寄生电容以预定序列放电，从而以ZVS方式启用该多个开关。该方法也包括在变压器的次级电感器生成输出电流，以ZCS方式传导该输出电流通过至少一个整流器，并响应该输出电流，在LLC谐振功率变换器的输出端生成输出电压。

本发明另一实施例包括LLC谐振功率调节器系统。该系统包括开关控制级和LLC谐振回路，所述开关控制级被配置为生成具有固定频率和调节的占空比的多个开关控制信号的开关控制级，并且所述LLC谐振回路包括串联排布的变压器的初级电感器、漏电感器和谐振电容器。该系统也包括输入级，所述输入级包含排布为全桥的多个开关，并且受各多个开关控制信号控制，从而以预定序列启用或停用，从而交替将LLC谐振回路耦合与去耦到高电压轨和低电压轨，从而通过LLC谐振回路生成谐振电流。该系统进一步包括输出级，所述输出级包含一对输出整流器，该一对输出整流器被配置为交替传导变压器的次级电感器响应谐振电流生成的输出电流，从而在输出端生成输出电压。

附图说明

图1图示根据本发明一方面的LLC谐振功率调节器系统的示例。

图2图示根据本发明一方面的LLC谐振功率调节器系统的另一示例。

图3图示根据本发明一方面的金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的示例。

图4图示根据本发明一方面的时序图的示例。

图5图示根据本发明一方面的经LLC谐振功率调节器生成输出电压的方法的示例。

具体实施方式

本发明涉及电子电路，并更特别涉及固定频率的LLC谐振功率调节器。LLC谐振功率调节器可以包括具有初级电感器和次级电感器的变压器。变压器的初级电感器、漏电感器和谐振电容器共同形成LLC谐振回路，该LLC谐振回路具有基于漏电感器和谐振电容器的第一谐振频率和基于初级电感器、漏电感器和谐振电容器的第二谐振频率。因此，在LLC谐振回路中生成谐振电流，该谐振电流因此在次级电感器中感应流到输出级的输出电流。输出级包括一组输出整流器(例如二极管)以及输出电容器。输出整流器因此交替传导输出电流，从而生成在输出电容器和相关负载两端的输出电压。

LLC谐振功率调节器也可以包括具有晶体管的全桥(即，H桥)排布(例如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET))的输入级。全桥排布可以包括经LLC谐振回路耦合的两个互连节点。MOSFET可以通过多个开关控制信号驱动，例如从开关控制级提供的开关控制信号，该开关控制信号具有固定频率和调节的占空比。因此，MOSFET可以用预定序列启用和停用，从而生成基于将LLC谐振回路的每个末端交替耦合到高电压轨和低电压轨的LLC谐振电流。

可以选择开关控制信号的固定频率和调节的占空比，并因此选择MOSFET的全桥排布的启用的预定序列，从而使得MOSFET以零电压开关(ZVS)方式停用，并且输出整流器以零电流开关(ZCS)方式停用。特殊地，MOSFET每个都可以包括寄生电容和体二极管。寄生电容可以由谐振电流通过LLC谐振回路交替充电和放电。一旦谐振电流对寄生电容放电，体二极管可以开始传导谐振电流。因此，各MOSFET可以在传导谐振电流之后以ZVS方式启用。另外，基于响应于通过LLC谐振回路的谐振电流的振荡的晶体管电流的通过晶体管的电流通量中的变化，输出电流可以在输出级改变方向。因此，输出电流可以通过输出整流器中的一个在传导通过其它输出整流器之前减少到接近零的幅值，并因此输出整流器可以按ZCS方式停用。因此，固定频率LLC功率调节器可以以改善的输入和负载调节操作，从而导致具有显著低于通常的LLC功率调节器的电磁干扰(EMI)的显著改善的效率。

图1图示根据本发明一方面的LLC谐振功率调节器系统10的示例。LLC谐振功率调节器系统10被配置为基于输入电压V_IN生成在负载R_L两端的输出电压V_OUT。LLC谐振功率调节器系统10可以在各种应用中实施，例如在各种便携电子器件的任意器件中实施。

LLC谐振功率调节器系统10包括被配置为生成多个开关控制信号的开关控制级12。在图1的示例中，开关控制信号表示为一组四个开关控制信号SW₁到SW₄。LLC谐振功率调节器系统10也包括在表示为输入电压V_IN的高电压轨和表示为地的低电压轨之间互连的输入级14。输入级14包括受开关控制信号SW₁到SW₄控制的多个开关16。例如，开关16可以被配置在耦合在电压轨之间的开关的全桥或H-桥排布中。例如，开关16包括通过第一控制节点在轨道之间互连的第一对开关，以及通过第二控制节点在轨道之间互连的第二对开关。该控制节点限定根据开关16的启用和停用向LLC谐振回路18供应电流的输入级的各输出节点。

LLC谐振回路18被配置为响应于开关16的操作而传导谐振电流I_RES。在图1的示例中，LLC谐振回路18包括变压器20，以使谐振电流I_RES可以流过变压器20的初级电感器以及例如串联连接到一起的漏电感器和谐振电容器。因此，LLC谐振回路18可以具有由与漏电感器和谐振电容器有关的特征限定的第一谐振频率，并可以具有由与漏电感器、初级电感器和谐振电容器有关的特征限定的第二谐振频率。第一谐振频率可以因此大于第二谐振频率。

例如，LLC谐振回路18可以在输入级14中的第一和第二互连控制节点之间互连。开关控制信号SW₁到SW₄可以具有固定频率和调节的占空比，并可以按预定序列被设为有效(assert)(即，逻辑-高)和被设为无效(de-assert)(即，逻辑-低)。因此，开关16可以通过开关控制信号SW₁到SW₄以预定序列操作，从而将LLC谐振回路18的每个末端交替耦合到输入电压V_IN和接地。因此，谐振电流I_RES可以通过LLC谐振回路18基于开关16的预定启用/停用序列以第一谐振频率和第二谐振频率谐振。开关16的预定启用/停用序列可以因此基于谐振电流I_RES的幅值限定开关16的操作阶段，如本文描述。通过如本文描述的那样控制开关，输入级的输出节点两端的电压可以根据操作阶段(参见例如图4)被提供作为交流电压，例如在V_IN、0V和V_IN之间交替。认识到电压根据输入电压和参考电压(在图1中图示为地)而变化。

响应于通过变压器20的初级电感器的谐振电流I_RES的振荡，变压器20的次级电感器生成输出电流I_OUT。具体地，输出电流I_OUT是基于通过变压器20磁芯的磁通量由谐振电流I_RES感应的。输出电流I_OUT可以因此具有响应于谐振电流I_RES的流动方向基于通过变压器20磁芯的磁通量的方向的流动方向。输出电流I_OUT被提供到输出级22。输出级22包括至少一个输出整流器24，其被配置为整流输出电流I_OUT从而因此生成负载R_L两端的输出电压V_OUT。例如，(多个)输出整流器24可以包括一对DC整流器，这对DC整流器被配置为基于输出电流I_OUT的流动方向交替传导输出电流I_OUT。

基于开关控制信号SW₁到SW₄的固定频率和调节的占空比，LLC谐振功率调节器系统10可以以改善的输入和负载调节操作，从而导致具有显著低于通常的LLC功率调节器的电磁干扰(EMI)的显著改善的效率。具体地，开关16和输出整流器24可以是软开关，以使它们响应于由开关控制信号SW₁到SW₄的固定频率和调节的占空比限定的开关16的预定开关序列，分别以零电压开关(ZVS)和零电流开关(ZCS)方式操作。例如，开关控制信号SW₁到SW₄可以具有选择为大于LLC谐振回路18的第一和第二谐振频率中的一个或两者的频率。因此，开关16可以按ZVS方式操作，从而更有效操作LLC谐振功率调节器系统10，并且(多个)输出整流器24可以按ZCS方式操作，从而经变压器20显著减轻反向恢复振荡。

图2图示根据本发明一方面的LLC谐振功率调节器系统50的另一示例。相似于上面描述的图1的示例，LLC谐振功率调节器系统50被配置为基于输入电压V_IN生成负载R_L两端的输出电压V_OUT。例如，输入电压V_IN可以约350到400VDC(伏直流)，从而产生约51VDC的输出电压V_OUT。

LLC谐振功率调节器系统50包括在表示为输入电压V_IN的高电压轨和表示为地的低电压轨之间互连的输入级52。输入级52包括多个开关，该多个开关在图2的示例中表示为分别受开关控制信号SW₁、SW₂、SW₃和SW₄控制的金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)Q₁、Q₂、Q₃和Q₄。在图2的示例中，MOSFET Q₁耦合到输入电压V_IN，MOSFET Q₂耦合到地，并且MOSFET Q₁和Q₂通过具有电压V_A的控制节点54串联互连。类似地，MOSFET Q₃耦合到输入电压V_IN，MOSFET Q₄耦合到地，并且MOSFET Q₃和Q₄通过具有电压V_B的控制节点56串联互连。因此，MOSFET Q₁到Q₄排布为全桥。

图3图示根据本发明一方面的MOSFET 57的示例。例如，MOSFET57可以对应图2的示例的输入级52中的MOSFET Q₁到Q₄中的任何一个。在图3的示例中，MOSFET 57包括在MOSFET 57的漏极和源极之间与MOSFET 57并联耦合的寄生电容C_P和体二极管D_B。寄生电容C_P和体二极管D_B可以由于MOSFET 57的制造而产生，从而使得寄生电容C_P和体二极管D_B集成到MOSFET 57的设计中。如上面描述，寄生电容C_P和体二极管D_B连同MOSFET Q₁到Q₄与开关信号SW₁到SW₄的交互，可以被实施为以ZVS方式切换MOSFET Q₁到Q₄。

回来参考图2的示例，LLC谐振功率调节器系统50也包括被配置为响应MOSFET Q₁到Q₄的启用和停用来传导谐振电流I_RES的LLC谐振回路58。在图2的示例中，LLC谐振回路58包括在第一控制节点54和第二控制节点56之间串联耦合的变压器60的初级电感器L_M、漏电感器L_K和谐振电容器C_R。因此，谐振电流I_RES可以响应于MOSFETQ₁到Q₄的启用和停用而流过LLC谐振回路58，并使LLC谐振回路58谐振。LLC谐振回路58具有如下的通过与漏电感器L_K和谐振电容器C_R有关的特征限定的第一谐振频率fr1：

fr 1 = \frac{1}{2 * π * \sqrt{L_{K} * C_{R}}}

公式1

其中：L_K是漏电感器L_K的电感；并且

C_R是谐振电容器C_R的电容。

LLC谐振回路58也具有如下的通过与漏电感器L_K、初级电感器L_M和谐振电容器C_R有关的特征限定的第二谐振频率fr2：

fr 2 = \frac{1}{2 * π * \sqrt{(L_{K} + L_{M}) \cdot C_{R}}}

公式2

其中：L_M是初级电感器L_M的电感。

因此，公式1和2表示第一谐振频率fr1大于第二谐振频率fr2。

如上面描述，谐振电流I_RES基于MOSFET Q₁到Q₄的切换而生成。开关控制信号SW₁到SW₄可以具有固定频率和调节的占空比，并可以按预定序列被设为有效或被设为无效。因此，MOSFET Q₁到Q₄可以通过开关控制信号SW₁到SW₄以预定序列操作，从而将LLC谐振回路58的每个末端交替耦合到输入电压V_IN和接地，以使电压V_A和电压V_B之间的差可以在零、输入电压V_IN的正幅值和输入电压V_IN的负幅值之间周期性切换。因此，谐振电流I_RES可以基于MOSFET Q₁到Q₄的预定启用/停用序列，使LLC谐振回路58以第一谐振频率fr1和第二谐振频率fr2中的每个交替谐振。

在图2的示例中，谐振电流I_RES表示为包括流过漏电感器L_K的电流I_LK和流过初级电感器L_M的电流I_LM。如图2的示例中表示，变压器60包括耦合到负载R_L的次级电感器L_O。因此，次级电感器L_O的负载导致电流I_LM相对于电流I_LK的变化。因此，如本文描述，电流I_LM是基于落后感应EMF近90°的通过变压器60磁芯的磁通量与初级电感器L_M的电抗有关的磁化电流。具体地，如上面描述，LLC谐振回路58具有第一谐振频率fr1和第二谐振频率fr2。如本文描述，基于MOSFETQ₁到Q₄的切换的预定序列，电流I_LM和电流I_LK可以在谐振电流I_RES以第一谐振频率fr1谐振时不相等。另外，电流I_LM和电流I_LK可以在谐振电流I_RES以第二谐振频率fr2谐振时相等。

响应通过变压器60的初级电感器L_M的谐振电流I_RES的振荡，变压器60的次级电感器L_O生成在次级电感器L_O中基于通过变压器60磁芯的磁通量感应的输出电流I_OUT。输出电流I_OUT响应谐振电流I_RES的流动方向，具有基于通过变压器60磁芯的磁通量的方向的电流流动方向。在图2的示例中，次级电感器L_O的每个末端都耦合到包括第一输出二极管D₁和第二输出二极管D₂的输出级62。输出二极管D₁和D₂被配置为对输出电流I_OUT整流。因此，输出电流I_OUT作为通过输出二极管D₁的输出电流I_{OUT_1}提供，或作为通过输出二极管D₂的输出电流I_{OUT_2}提供，这取决于通过次级电感器L_O的输出电流I_OUT的电流流动方向。因此，输出二极管D₁和D₂基于通过次级电感器L_O的电流流动方向，分别交替传导输出电流I_{OUT_1}和I_{OUT_2}。在图2的示例中，输出电流I_{OUT_1}和I_{OUT_2}从与耦合到输入级52的接地连接电绝缘的接地连接传导。然而，将会理解接地连接的电绝缘可以是不必需的，这取决于提供功率的应用。输出级62也包括与负载R_L并联耦合的输出电容器C_O。输出电流I_{OUT_1}和I_{OUT_2}与输出电容器C_O因此被配置为维持负载R_L两端的输出电压V_OUT的幅值。

与上述的图1的示例相似，基于开关控制信号SW₁到SW₄的固定频率和调节的占空比，LLC谐振功率调节器系统50可以以改善的输入和负载调节操作，从而导致具有显著低于通常的LLC功率调节器的EMI的显著改善的效率。开关控制信号SW₁到SW₄的预定序列产生MOSFET Q₁到Q₄的操作循环，该操作循环包括对各寄生电容充电，使各体二极管续流(free-wheeling)，对各寄生电容放电，并再次使各体二极管续流。因此，MOSFET Q₁到Q₄可以基于已知操作循环以ZVS方式启用。由于响应MOSFET Q₁到Q₄的固定频率和调节的占空比控制使得电压V_A和电压V_B之间的差交替，因此LLC谐振功率调节器系统50充当AC/DC功率调节器。另外，基于通过LLC谐振回路58的谐振电流I_RES的已知振荡，可以控制输出电流I_{OUT_1}和I_{OUT_2}的幅值。因此，输出二极管D₁和D₂可以各自以ZCS方式停用。因此，MOSFETQ₁到Q₄可以按ZVS方式操作，从而更有效操作LLC谐振功率调节器系统50，并且输出二极管D₁和D₂可以用ZCS方式操作，从而显著减轻反向恢复振荡。

将会理解LLC谐振功率调节器系统50不意在受图2的示例限制。例如，LLC谐振功率调节器系统50不限于实施MOSFET，而是可替代地使用各种其它类型FET中的一种来替代MOSFET Q₁到Q₄。如另一示例，谐振电容器C_R不意在限制于耦合在漏电感器L_K和第一控制节点54之间，但可替代地耦合在初级电感器L_M和第二控制节点56之间。另外，在图2的示例中，第一和第二二极管D₁和D₂示范为肖特基(Schottky)二极管。然而，将会理解第一和第二二极管D₁和D₂不限于实施为肖特基二极管。因此，本领域技术人员将理解并认识到LLC谐振功率调节器系统50可以用基于本文的教导的各种方式中的任何方式配置。

图4图示根据本发明一方面的时序图100的示例。时序图100可以对应于图2的示例中的LLC谐振功率调节器系统50。因此，对图4的示例的下面描述将参考图2的示例。

时序图100表示开关控制信号SW₁到SW₄的预定序列随时间变化的示例。具体来说，该预定序列被示范为八阶段的序列，在图4的示例中示范为阶段1到阶段8。预定序列开始于时刻T₀处于从时刻T₀持续到时刻T₁的阶段1中。因此，LLC谐振功率调节器系统50在阶段1中从时刻T₀到时刻T₁操作。相似地，LLC谐振功率调节器系统50在阶段2中从时刻T₁到时刻T₂操作，在阶段3中从时刻T₂到时刻T₃操作，在阶段4中从时刻T₃到时刻T₄操作，在阶段5中从时刻T₄到时刻T₅操作，在阶段6中从时刻T₅到时刻T₆操作，在阶段7中从时刻T₆到时刻T₇操作，并且在阶段8中从时刻T₇到时刻T₈操作。因此，图4的示例示例性地示范出阶段2、4、6和8显著短于阶段1、3、5和7。然而，将会理解示范的阶段不必要按比例进行示范。例如，如图4的示例中示范的，阶段1、3、5和7可以相对于阶段2、4、6和8基本更长。另外，开关控制信号SW₁到SW₄示范为逻辑高，以对应于各MOSFET Q₁到Q₄的启用。然而，将会理解MOSFET Q₁到Q₄可替代地通过开关控制信号SW₁到SW₄的逻辑低状态启用。

在阶段1中，开关控制信号SW₁和SW₄示范为设为有效，并且开关控制信号SW₂和SW₃示范为设为无效。因此，在阶段1中MOSFETQ₁和Q₄被启用，而MOSFET Q₂和Q₃被停用。因此，电压V_AB(即，在各控制节点54和56的电压V_A和电压V_B之间的差)在阶段1中为正。通过漏电感器L_K的电流I_LK从负幅值开始基本正弦增加(即，相对于如图2的示例中示范的)，而通过初级电感器L_M的电流I_LM在时刻T₀从接近相同幅值开始基本线性增加，例如基于初级电感器L_M两端的恒定电压。例如，变压器60可以具有约94∶13比率的多匝初级和次级绕组(winding)。因此，初级电感器L_M两端的恒定电压可以近似等于(V_OUT*94/13)。在阶段1期间，电流I_LK和I_LM中的每个都反向，并因此变为正。谐振电流I_RES因此在阶段1期间以第一谐振频率fr1谐振。另外，基于通过变压器60的磁通量的方向，输出电流I_{OUT_1}在时刻T₀从接近零的幅值开始增加。

在时刻T₁，在阶段2开始，开关控制信号SW₁设为无效，从而停用MOSFET Q₁。然而，电流L_K和L_M继续流动。作为响应，MOSFETQ₁的寄生电容C_P1充电，并且MOSFET Q₂的寄生电容C_P2放电，在图4的示例中示范为阶段2期间的正电流脉冲I_CP1和负电流脉冲I_CP2。一旦MOSFET Q₂的寄生电容C_P2放电，MOSFET Q₂的体二极管D_B2则可以在阶段2期间开始传导谐振电流I_RES。传导谐振电流I_RES通过MOSFET Q₂的体二极管D_B2导致接近0伏的MOSFET Q₂两端的漏-源电压V_DS。因此，在时刻T₂，开关控制信号SW₂设为有效，从而以ZVS方式启用MOSFET Q₂。

在阶段3中，一旦MOSFET Q₂启用，电压V_AB就变为约等于零。因此通过漏电感器L_K的电流I_LK开始减少。作为响应，输出电流I_{OUT_1}同样开始减少。然而，通过初级电感器L_M的电流I_LM基本线性连续增加。一旦电流I_LK和I_LM变为接近相等，电流I_LK和I_LM则变为基本恒定，并且输出电流I_{OUT_1}减少到接近零的幅值。因此，谐振电流I_RES开始以第二谐振频率fr2谐振。另外，因为谐振电流I_RES以第二谐振频率fr2谐振，通过变压器60磁芯的磁通量接近零，所以没有在变压器60的次级电感器L_O中产生感应电流。因此，输出电容器COUT放电，从而维持输出电压V_OUT。在阶段3结束时，由于LLC谐振回路58的谐振，谐振电容器C_R中的电压反向。

在时刻T₃，阶段4开始处，开关控制信号SW₄设为无效，从而停用MOSFET Q₄。然而，谐振电流I_RES继续流动。作为响应，MOSFET Q₄的寄生电容C_P4充电，并且MOSFET Q₃的寄生电容C_P3放电，在图4的示例中示范为在阶段4期间的正电流脉冲I_CP4和负电流脉冲I_CP3。一旦MOSFET Q₃的寄生电容C_P3放电，MOSFET Q₃的体二极管D_B3则可以在阶段4期间开始传导谐振电流I_RES。传导谐振电流I_RES通过MOSFET Q₃的体二极管D_B3导致接近0伏的MOSFET Q₃两端的漏-源电压V_DS。因此，在时刻T₄，开关控制信号SW₃被设为有效，从而以ZVS方式启用MOSFET Q₃。

在阶段5中，一旦MOSFET Q₃启用，电压V_AB变为负。因此，谐振电流I_RES开始以第一谐振频率fr1谐振。具体地，在时刻T₄，通过漏电感器L_K的电流I_LK开始从正幅值基本正弦减少，而通过初级电感器L_M的电流I_LM开始从接近相同幅值基本线性减少，例如基于初级电感器L_M两端的恒定电压。在阶段5期间，电流I_LK和电流I_LM中的每个都反向，并因此变为正。另外，基于通过变压器60的磁通量的反向方向，输出电流I_{OUT_2}在时刻T₄从接近零的幅值增加。

在时刻T₅，阶段6开始处，开关控制信号SW₂设为无效，从而停用MOSFET Q₂。然而，电流L_K和L_M继续流动。作为响应，MOSFETQ₂的寄生电容C_P2充电，并且MOSFET Q₁的寄生电容C_P1放电，在图4的示例中示范为阶段6期间的正电流脉冲I_CP2和负电流脉冲I_CP1。一旦MOSFET Q₁的寄生电容C_P1放电，MOSFET Q₁的体二极管D_B1则可以在阶段6期间开始传导谐振电流I_RES。传导谐振电流I_RES通过MOSFET Q₁的体二极管D_B1导致接近0伏的MOSFET Q₁两端的漏-源电压V_DS。因此，在时刻T₆，开关控制信号SW₁被设为有效，从而以ZVS方式启用MOSFET Q₁。

在阶段7中，一旦MOSFET Q₁启用，电压V_AB变得接近等于零。通过漏电感器L_K的电流I_LK因此开始增加。作为响应，输出电流I_{OUT_2}因此同样开始减少。然而，通过初级电感器L_M的电流I_LM基本线性连续减少。一旦电流I_LK和I_LM变得接近相等，电流I_LK和I_LM变为基本恒定，并且输出电流I_{OUT_2}减少到接近零的幅值。因此，谐振电流I_RES再次开始以第二谐振频率fr2谐振。另外，因为谐振电流I_RES以第二谐振频率fr2谐振，通过变压器60磁芯的磁通量接近零，所以没有在变压器60的次级电感器L_O中产生感应电流。因此，输出电容器COUT再次放电，从而维持输出电压V_OUT。在阶段7结束，由于LLC谐振回路58的谐振，谐振电容器C_R中的电压再次反向。

在时刻T₇，阶段8开始处，开关控制信号SW₃设为无效，从而停用MOSFET Q₃。然而，谐振电流I_RES继续流动。作为响应，MOSFET Q₃的寄生电容C_P3充电，并且MOSFET Q₄的寄生电容C_P4放电，在图4的示例中示范为阶段8期间的正电流脉冲I_CP3和负电流脉冲I_CP4。一旦MOSFET Q₄的寄生电容C_P4放电，MOSFET Q₄的体二极管D_B4则可以在阶段8期间开始传导谐振电流I_RES。传导谐振电流I_RES通过MOSFETQ₄的体二极管D_B4导致接近0伏的MOSFET Q₄两端的漏-源电压V_DS。因此，在时刻T₈，开关控制信号SW₄设为有效，从而以ZVS方式开启MOSFET Q₄。因此，预定序列在时刻T₈重复开始，LLC谐振功率调节器系统50在时刻T₈再次进入阶段1。

由于前述结构和上述功能特性，通过参考图5将会更好地认识某些方法。理解和认识到说明的行动在其它实施例中可以按不同次序和/或与其它行动同时发生。此外，实施方法可以不需要全部说明的特性。

图5图示经根据本发明一方面的LLC谐振功率调节器生成输出电压的方法150的示例。在152，生成具有固定频率和调节的占空比的多个开关控制信号。开关控制信号可以从开关控制级生成，或可以从各种其它类型的处理或时钟生成组件中的任何组件生成。在154，排布为全桥的多个开关响应多个开关信号，在LLC谐振功率调节器的输入级中以预定序列启用。预定序列可以限定操作的多个(例如8个)阶段。开关可以被配置为MOSFET开关，并且全桥可以具有第一和第二控制节点。

在156，响应多个开关的启用，通过LLC谐振回路生成谐振电流。该LLC谐振回路可以包括变压器的初级电感器、漏电感器和谐振电容器的串联连接。谐振电流可以包括通过漏电感器的漏电流和关于初级电感器的电抗的磁化电流。在158，与多个开关有关的寄生电容响应谐振电流以预定序列放电，从而以ZVS方式启用多个开关。开关中的每个也可以包括仅在开关启用之前传导谐振电流的体二极管。在160，输出电流在变压器的次级电感器生成。输出电流可以通过谐振电流流过初级电感器产生的磁通量来感生。

在162，输出电流以ZCS方式传导通过至少一个整流器。该至少一个整流器可以包括交替传导输出电流的一对输出二极管。输出电流的电流流动方向可以在次级电感器中基于通过磁芯的磁通量的变化而改变。因此，通过二极管中的一个的电流可以在开始传导通过另一二极管之前减少到零幅值。在164，响应输出电流，在LLC谐振功率变换器的输出生成输出电压。该输出电压可以在输出电流的幅值接近零时通过输出电容器维持。

上面描述的是本发明的示例。当然，不可能为描述本发明的目的描述组件或方法的每种可能结合，但本领域技术人员将会认识到本发明的许多进一步结合与置换是可能的。因此，本发明意在包含本申请(包括权利要求)范围内的全部这样的替换、修改和变化。

Claims

1.一种LLC谐振交流直流功率调节器系统，包含：

包含初级电感器和次级电感器的变压器；

包含与所述初级电感器串联耦合的谐振电容器和漏电感器的LLC谐振回路，所述LLC谐振回路被配置为具有第一谐振频率和第二谐振频率；

包含耦合在输入电压和参考电压之间的全桥的输入级，所述全桥包含耦合在所述输入电压和所述参考电压之间的第一对开关，以及耦合在所述输入电压和所述参考电压之间的第二对开关，所述LLC谐振回路互连在将所述第一对开关互连的第一节点和将所述第二对开关互连的第二节点之间，所述开关响应各开关控制信号启用和停用，从而通过所述LLC谐振回路生成谐振电流，所述各开关控制信号具有固定频率和调节的占空比控制，从而以零电压开关方式，即ZVS方式，操作所述全桥的所述开关；以及

耦合到所述次级电感器并包含至少一个输出整流器的输出级，所述至少一个输出整流器被配置为传导响应所述谐振电流在所述次级电感器中生成的输出电流，所述输出级基于所述输出电流在输出端生成整流的输出电压。

2.根据权利要求1所述的系统，其中所述全桥的所述开关被配置为金属氧化物半导体场效应晶体管，即MOSFET。

3.根据权利要求1所述的系统，其中所述固定频率和固定占空比控制限定所述开关的操作循环，所述操作循环包含多个阶段，并且其中所述开关中的每个都包含寄生电容，并且其中所述操作的所述多个阶段的每个其它阶段都限定由于一定幅值的所述谐振电流流过所述漏电感器而对所述第一和第二对开关中的一对开关中的各开关的寄生电容充电和放电的时段。

4.根据权利要求3所述的系统，其中所述全桥中的所述开关的每个都包含体二极管，并且其中对所述寄生电容放电的所述第一和第二对开关中的一对开关的所述各开关仅在所述开关启用之前传导所述谐振电流通过所述各体二极管，以使所述各开关以所述ZVS方式启用。

5.根据权利要求1所述的系统，其中所述至少一个输出整流器包含第一二极管和第二二极管，所述第一二极管和所述第二二极管每个都分别具有耦合到所述输出端的阴极与耦合到次级电感器相反端子的阳极，所述第一二极管和所述第二二极管被配置为交替传导所述输出电流，从而在所述输出端提供所述整流的输出电压，所述第一二极管和所述第二二极管根据所述输出电流的幅值以零电流开关方式，即ZCS方式交替停用。

6.根据权利要求5所述的系统，其中所述输出级进一步包含输出电容器，并且其中所述谐振电流包含与所述漏电感器有关的漏泄谐振电流，以及与所述初级电感器的电抗有关的磁化电流，所述漏泄谐振电流和所述磁化电流具有基本相等的幅值，所述漏泄谐振电流和所述磁化电流具有的基本相等的幅值基于所述开关控制信号的所述固定频率和所述调节的占空比周期性出现。

7.根据权利要求6所述的系统，其中，在通过所述第一二极管和所述第二二极管中的一个的所述输出电流减少到基本为零的幅值之后，所述输出电流响应于通过所述初级电感器的磁通量的变化，通过所述第一二极管和所述第二二极管中的另一二极管开始增加，以使所述第一二极管和所述第二二极管以所述ZCS方式操作。

8.根据权利要求1所述的系统，其中所述开关控制信号具有被选择为大于所述LLC谐振回路的所述第一谐振频率和所述第二谐振频率中的至少一个的固定频率。

9.根据权利要求1所述的系统，其中所述第一节点具有第一电压，并且所述第二节点具有第二电压，并且其中所述固定频率和固定占空比控制限定所述开关的操作循环，所述操作循环包含多个阶段，其中所述第一电压和所述第二电压开关之间的差在零、所述LLC谐振交流直流功率调节器系统的所述输入电压的正幅值和所述LLC谐振交流直流功率调节器系统的负幅值之间切换，这取决于所述操作循环的所述阶段。

10.根据权利要求1所述的系统，其中所述固定频率和固定占空比控制限定具有多个阶段的所述开关的顺序操作循环，并且其中所述操作循环中的所述多个阶段中的其它每个阶段都控制所述开关以将所述谐振电流维持在所述第一谐振频率和所述第二谐振频率中的一个。

11.一种LLC谐振功率调节器系统，包含：

配置为生成具有基本固定的频率和调节的占空比的多个开关控制信号的开关控制级；

包含串联排布的变压器的初级电感器、漏电感器和谐振电容器的LLC谐振回路；

包含多个开关的输入级，所述多个开关排布为全桥，并受所述各多个开关控制信号控制，从而以预定序列启用和停用，从而提供所述输入级的输出节点两端的交流电压电位，所述LLC谐振回路耦合到所述输入级的所述输出节点，所述LLC谐振回路根据所述多个开关的启用和停用通过所述LLC谐振回路生成谐振电流；以及

包含至少一个整流器的输出级，所述至少一个整流器被配置为交替传导通过所述变压器的次级电感器响应于所述谐振电流生成的输出电流，从而在所述整流器的输出端提供整流的输出电压。

12.根据权利要求11所述的系统，其中所述至少一个整流器包含一对输出二极管，所述输出电流响应于流过所述LLC谐振回路的所述谐振电流，基于所述输出电流流过所述变压器的所述次级电感器的电流流动方向流过所述一对输出二极管中的一个，以使所述输出电流在传导通过所述一对输出二极管中的另一二极管之前通过所述一对输出二极管中的一个减少到接近零幅值，从而以零电流开关方式停用所述一对输出二极管。

13.根据权利要求11所述的系统，其中所述多个开关每个都包含寄生电容和体二极管，所述寄生电容通过所述谐振电流充电和放电，并且一旦所述寄生电容放电，所述体二极管则被配置为在所述多个开关的所述各开关启用前传导所述谐振电流，以使所述开关以零电压开关方式操作。

14.一种经LLC谐振功率调节器生成输出电压的方法，所述方法包含：

生成具有基本固定的频率和调节的占空比的多个开关控制信号；

响应所述多个开关控制信号以预定序列控制全桥电路的开关，从而提供在所述全桥电路的输出节点两端的交流电压电位，所述全桥电路在输入电压和参考电压之间连接；

响应所述交流电压电位通过LLC谐振回路生成谐振电流，所述LLC谐振回路包含在所述全桥电路的所述输出节点之间耦合的变压器的初级电感器、漏电感器和谐振电容器的串联连接；

响应所述谐振电流，将与所述开关中的每个开关相关的寄生电容器以所述预定序列放电，从而促进以零电压开关方式，即ZVS方式，操作所述开关；

在所述变压器的次级电感器生成输出电流；以及

以零电流开关方式，即ZCS方式，传导所述输出电流通过至少一个整流器，从而在所述LLC谐振功率调节器的输出端提供对应的输出电压。

15.根据权利要求14所述的方法，其中传导所述输出电流包含交替传导所述输出电流通过第一二极管和第二二极管，所述第一二极管和所述第二二极管每个都分别具有耦合到所述输出端的阴极与耦合到次级电感器相反端子的阳极。

16.根据权利要求15所述的方法，其中生成所述输出电压包含：

基于所述开关的所述预定序列通过所述初级电感器改变磁通量；

响应所述磁通量的变化，通过所述第一二极管和所述第二二极管中的一个减少所述输出电流到接近零的幅值，以使所述第一二极管和所述第二二极管中的一个以所述ZCS方式停用；

将输出电容器放电，从而维持所述输出端的所述输出电压；以及

通过所述第一二极管和所述第二二极管中的另一二极管增加所述输出电流的幅值。

17.根据权利要求16所述的方法，其中通过所述初级电感器改变所述磁通量包含将所述LLC谐振回路在第一谐振频率和第二谐振频率之间切换，所述第一谐振频率根据所述漏电感器和所述谐振电容器设定，以及所述第二谐振频率根据所述漏电感器、所述初级电感器和所述谐振电容器设定。

18.根据权利要求14所述的方法，其中所述预定序列为所述LLC谐振功率调节器限定具有多个阶段的操作循环，以及

其中所述交流电压电位在第一电压、零伏和第二电压之间变化，所述第一电压对应于所述输入电压和所述参考电压之间的差，并且所述第二电压是根据所述操作循环的阶段的所述第一电压的负值。

19.根据权利要求14所述的方法，进一步包含响应于对与所述开关的给定一个有关的所述寄生电容器放电，传导所述谐振电流通过所述开关中的所述给定一个的体二极管。

20.根据权利要求19所述的方法，进一步包含在传导所述谐振电流通过所述开关中的所述给定一个的所述体二极管时，启用所述开关中的所述给定一个，这样所述开关的所述给定一个以所述ZVS方式启用。