CN105281576B - 准谐振半桥转换器及其控制方法 - Google Patents
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Abstract
一种准谐振半桥转换器及其控制方法，适用于将一直流输入电压转换成一直流输出电压于一负载，并包含一开关单元、一电容单元、一变压器、一整流器单元、及一输出电容，该开关单元接收该直流输入电压，并包括串联的一第一开关及一第二开关，该电容单元与该开关单元并联，该变压器电连接该开关单元、电容单元、整流器单元、及输出电容，一第一控制信号及一第二控制信号操作于一固定频率，并根据该直流输出电压，调整其占空比以控制该第一开关及第二开关适时导通，使得于一轻载状态时，该转换器具有较高的转换效率。
Description
技术领域
本发明涉及一种转换器，特别是涉及一种准谐振半桥转换器及其控制方法。
背景技术
以往的直流电压转换器存在以下缺点：
1.轻载时转换效率不佳，因为以往的串联谐振转换器(Series ResonantConverter；SRC)的一次侧开关是操作在零电压切换(Zero Voltage Switching；ZVS)，而能具有转换效率较高的优点。然而，由于该串联谐振转换器的负载的功率大小是相关于一次侧开关的切换频率，导致于轻载时，一次侧开关的切换频率会变高，使得转换器中的磁性元件及开关元件的切换损失(Switching Loss)变大，所以该种转换器在轻载时的转换效率不佳。
2.操作功率的范围较小，因为以往的返驰式(Flyback)的准谐振转换器是操作在单向激磁，如需提高功率范围，需使用较大的变压器。又因为其功率开关及输出电容是操作于边界导通模式，需具有较高的应力及较大的容值。
3.开关控制方式较复杂，因为以往返驰式的准谐振转换器是侦测开关的二端跨压来控制开关何时导通，或是侦测变压器传递能量何时结束时来控制开关何时导通，因此，转换器是操作于边界导通模式。控制单元因需要侦测开关的二端跨压何时在相对低点，而需具有变频控制的驱动信号，使得控制方式变得复杂。
4.电磁干扰(EMI)的设计较困难，以往的串联谐振转换器与准谐振转换器都是利用变频的开关控制以产生稳定的直流输出电压，因此电路的操作频率会在一个范围内变动，在电磁干扰(EMI)的设计上需考虑到该范围内的所有的频段。
5.涟波表现较差，以往的返驰式的准谐振转换器是操作在单向激磁，与双向激磁的转换器相比较，需要较大的输出电容来减少输出电压涟波。
6.体积较大，以往的返驰式的准谐振转换器应用在大于60瓦特的负载时，因为其输出电流涟波比较大，因此，其转换器的变压器与输出电容，都需使用较大的型号与容值来达到电路设计的需求。
7.使用耐压较高的元件，以往的箝位式转换器由于先天结构的特性，开关上的耐压是输出电压加上输出电压由变压器圈数比反射回一次侧的电压，而须使用较高耐压的元件。
8.利用率较低，以往的准谐振转换器主要操作在单向激磁的架构，使得变压器的利用率比操作在双向激磁架构差，需使用较大体积的变压器来完成电路设计。
发明内容
本发明的目的在于提供一种轻载时转换效率佳的准谐振半桥转换器及其控制方法。
本发明提出一种准谐振半桥转换器，适用于接收一直流输入电压，并输出一直流输出电压至一负载，且包含一开关单元、一电容单元、一变压器、一整流器单元、一输出电容、及一控制单元。
该开关单元接收该直流输入电压，并包括串联的一第一开关及一第二开关，每一开关具有并联的一基体二极管及一寄生电容，该第一开关及第二开关分别接收一第一控制信号及一第二控制信号，且分别根据该第一控制信号及第二控制信号，于导通与不导通间切换。
该电容单元与该开关单元并联，并包括串联的一第一电容及一第二电容。
该变压器包括一位于一次侧的第一绕组，及位于二次侧且串联的一第二绕组与一第三绕组，每一绕组具有一极性端及一非极性端，该第三绕组的极性端电连接该第二绕组的非极性端，该第一绕组的极性端电连接该开关单元的第一开关及第二开关的共同接点，该第一绕组的非极性端电连接该电容单元的第一电容及第二电容的共同接点。
该整流器单元并联于该第二绕组的极性端及该第三绕组的非极性端间，且包括串联的一第三开关及一第四开关。
该输出电容电连接于该第二绕组与第三绕组的共同接点及该第三开关与第四开关的共同接点间，并与该负载并联，该输出电容的二端的跨压为该直流输出电压。
该控制单元电连接该开关单元的第一开关与第二开关，并接收该直流输出电压，且据以产生该第一控制信号及第二控制信号，使该第一控制信号及第二控制信号操作于一固定频率，并调整其占空比以控制该第一开关及第二开关分别于其跨压接近零时，适时导通。
本发明另提出一种准谐振半桥转换器的控制方法，适用于一准谐振半桥转换器，该准谐振半桥转换器接收一直流输入电压，并输出一直流输出电压至一负载，且包含一开关单元、一电容单元、一变压器、一整流器单元、一输出电容、及一控制单元。
该开关单元接收该直流输入电压，并包括串联的一第一开关及一第二开关，每一开关具有并联的一基体二极管及一寄生电容。
该电容单元与该开关单元并联，并包括串联的一第一电容及一第二电容。
该变压器包括一位于一次侧的第一绕组，及位于二次侧且串联的一第二绕组与一第三绕组，每一绕组具有一极性端及一非极性端，该第三绕组的极性端电连接该第二绕组的非极性端，该第一绕组的极性端电连接该开关单元的第一开关及第二开关的共同接点，该第一绕组的非极性端电连接该电容单元的第一电容及第二电容的共同接点。
该整流器单元并联于该第二绕组的极性端及该第三绕组的非极性端间，且包括串联的一第三开关及一第四开关。
该输出电容电连接于该第二绕组与第三绕组的共同接点及该第三开关与第四开关的共同接点间，并与该负载并联，该输出电容的二端的跨压为该直流输出电压。
该控制单元电连接该开关单元的第一开关与第二开关，并接收该直流输出电压。
该控制方法包含下列步骤：
(a)通过该控制单元根据该直流输出电压，产生一第一控制信号及一第二控制信号，且该第一控制信号及第二控制信号操作于一固定频率；
(b)该第一控制信号及第二控制信号分别控制该第一开关及第二开关，在该第一控制信号为逻辑1时，该第一开关导通，在该第二控制信号为逻辑1时，该第二开关导通，在该第一控制信号为逻辑0时，该第一开关不导通，在该第二控制信号为逻辑0时，该第二开关不导通；及
(c)通过该控制单元根据该直流输出电压，调整该第一控制信号及第二控制信号的占空比，分别使该第一开关及第二开关在其跨压接近零时，适时导通。
本发明的有益的效果在于：
第一、利用固定频率的控制信号，且改变其占空比的方式控制一次侧开关，使得准谐振半桥转换器在满载时能达到串联谐振转换器的转换效率，且在轻载时更能优于串联谐振转换器的转换效率。
第二、操作功率范围较大。本发明由于变压器操作于双向激磁而提高变压器的利用率，相较于以往的返驰式的准谐振转换器能有效提高操作的功率范围。
第三、该开关单元的二开关控制方式较为简化。本发明相较于以往的返驰式的准谐振转换器的控制方式，不需要侦测开关的二端跨压何时在相对低点，且不需要变频操作来稳定输出电压，因此能有效简化开关控制方式。
第四、电磁干扰的设计较为容易。本发明由于第一控制信号及第二控制信号是定频操作，在电磁干扰的设计时，所需考虑到的频率范围是固定的，相较于以往返驰式的准谐振转换器能有效减化电磁干扰的设计。
第五、涟波表现较佳。本发明由于转换器是操作在双向激磁的架构，输出电容的涟波频率是开关频率的两倍，只需使用较少电容即能与操作在单向激磁的以往转换器达到相同的涟波表现，因此，相较于以往返驰式的准谐振转换器能有较佳的涟波表现。
第六、体积较小。本发明由于转换器是操作在双向激磁，使流经变压器的电流会均等地通过该开关单元的二开关，进而降低电流过热所造成的问题，因此，变压器与输出电容可使用较小的体积与容值来达到相同输出功率，相较于以往返驰式的准谐振转换器能有较小的体积。
第七、使用较低耐压元件。本发明由于转换器的结构特性，与以往的主动箝位转换器相比，本发明具有使用较低耐压元件的优点。
第八、变压器的利用率较高。本发明由于转换器操作在双向激磁可提高功率的操作范围，与以往的准谐振转换器相比，本发明具有在相同输出功率下利用率较高的优点。
附图说明
图1是一电路图，说明本发明准谐振半桥转换器的一第一实施例；
图2是一时序图，说明该第一实施例的多个信号间的关系；
图3是一电路图，说明该第一实施例操作于一第一区间时的态样；
图4是一电路图，说明该第一实施例操作于一第二区间时的态样；
图5是一电路图，说明该第一实施例操作于一第三区间时的态样；
图6是一电路图，说明该第一实施例操作于一第四区间时的态样；
图7是一电路图，说明该第一实施例操作于一第五区间时的态样；
图8是一电路图，说明该第一实施例操作于一第六区间时的态样；
图9是一电路图，说明本发明准谐振半桥转换器的一第二实施例；及
图10是一时序图，说明该第二实施例的多个控制信号间的关系。
具体实施方式
在本发明被详细描述前，应当注意在以下的说明内容中，类似的元件是以相同的编号来表示。
下面结合附图及实施例对本发明进行详细说明。
参阅图1，本发明准谐振半桥转换器9的第一实施例，适用于电连接一输入电源8，例如直流电源，及一负载RL，以将一来自该输入电源8的直流输入电压VIN转换成另一直流输出电压VO于该负载RL，且该准谐振半桥转换器9包含一开关单元1、一电容单元2、一变压器3、一整流器单元4、一输出电容CO、及一控制单元5。
该开关单元1并联于该输入电源8的两端，并包括串联的一第一开关11及一第二开关12。该第一开关11及第二开关12分别具有并联的一基体二极管DH、DL及一寄生电容CossH、CossL，并分别接收一第一控制信号S1及一第二控制信号S2，且分别根据该第一控制信号S1及第二控制信号S2，于导通与不导通间切换。在本实施例中，每一开关11、12是一N型功率晶体管，且该等基体二极管DH、DL及寄生电容CossH、CossL分别并联于该二N型功率晶体管的源极与汲极间，该二N型功率晶体管的闸极分别接收该第一控制信号S1及第二控制信号S2。
该电容单元2并联于该输入电源8的两端，并包括串联的一第一电容CrH及一第二电容CrL。
该变压器3包括一位于一次侧的第一绕组31，及位于二次侧且串联的一第二绕组32与一第三绕组33，每一绕组31～33具有一极性端及一非极性端，该第三绕组33的极性端电连接该第二绕组32的非极性端。
该第一绕组31的极性端电连接该开关单元1的第一开关11及第二开关12的共同接点，该第一绕组31的非极性端电连接该电容单元2的第一电容CrH及第二电容CrL的共同接点。图1中的变压器3为考虑非理想因素下的等效电路，因此，该变压器3还包括一与该第一绕组31并联的激磁电感Lm，及一介于该第一绕组31的极性端与该第一开关11及第二开关12的共同接点间的谐振电感Lr。
该整流器单元4并联于该第二绕组32的极性端及该第三绕组33的非极性端间，并包括串联的一第一二极管DSH及一第二二极管DSL。每一二极管DSH、DSL具有一阳极端及一阴极端，且该第二二极管DSL的阴极端电连接该第一二极管DSH的阴极端。在本实施例中，每一二极管DSH、DSL是一萧特基二极管，以作为一开关用。
该输出电容CO电连接于该第二绕组32与第三绕组33的共同接点及该第一二极管DSH与第二二极管DSL的共同接点间。该负载RL与该输出电容CO并联，且该负载RL的二端的跨压即为该直流输出电压VO。
该控制单元5根据该直流输出电压VO，产生一固定频率的该第一控制信号S1及第二控制信号S2，并调整该第一控制信号S1及第二控制信号S2的占空比(Duty Cycle)。
参阅图2，图2是一时序图，横轴为时间t，说明该第一实施例中，该第一控制信号S1、该第二控制信号S2、该第一开关11的跨压VDS1、该第二开关12的跨压VDS2、一一次侧电流IP、一谐振电感电流Ir、及一激磁电感电流Im间的关系。该一次侧电流IP、谐振电感电流Ir、及激磁电感电流Im的方向，如图1中的箭号所示为正方向。
参阅图2与图3，图3的虚线及箭号表示导通路径，且并未画出不导通的元件。当t0≦t＜t1，也就是于一第一区间时，该第一控制信号S1的逻辑电平为1，控制该第一开关11导通，该第二控制信号S2的逻辑电平为0，控制该第二开关12不导通，该直流输入电压VIN经由该第一开关11及该谐振电感Lr，在该第一绕组31产生该一次侧电流IP，再经由该变压器3的第二绕组32，使得该第一二极管DSH导通，且该第二二极管DSL不导通，而将能量传送至该负载RL。此时，由于该第一二极管DSH导通，该变压器3的第二绕组32的跨压为该直流输出电压VO，且该第二绕组32的跨压经由变压器3映射回第一绕组31的二端，使该激磁电感Lm的跨压与映射回该第一绕组31的二端的跨压相同，进而使得该激磁电感电流Im开始线性上升。由于该第一开关11导通，也使得该第一电容CrH对该第二电容CrL储能，并同时对该负载RL释放能量。
参阅图2与图4，图4的虚线及箭号表示导通路径，且并未画出不导通的元件。当t＝t1时，该第一控制信号S1的逻辑电平变为0，使得该第一开关11不导通。此时，该谐振电感电流Ir仍持续流动，并通过流经该第一绕组31的该一次侧电流IP，经由该变压器3而持续对负载RL提供能量。
当t1≦t＜t2时，也就是于一第二区间时，该电容单元2的第一电容CrH对该第一开关11的寄生电容CossH及该第二电容CrL储能，并同时提供能量至该负载RL。此时，该第二开关12的寄生电容CossL，通过该谐振电感电流Ir释放能量至该第一开关11的寄生电容CossH。
参阅图2与图5，图5的虚线及箭号表示导通路径，且并未画出不导通的元件。当t＝t2时，该第一开关11的寄生电容CossH的二端的跨压VDS1被充电至该直流输入电压VIN的大小，使得该第一开关11的寄生电容CossH视为开路(Open)状态，且该第二开关12的寄生电容CossL的二端的跨压VDS2被放电至零，使该第二开关12的基体二极管DL导通。此时，该谐振电感电流Ir仍持续流动，并通过流经该第一绕组31的该一次侧电流IP，经由该变压器3而持续对负载RL提供能量。
当t2≦t＜t3时，也就是于一第三区间时，该电容单元2的第一电容CrH通过该输入电源8及该第二开关12的基体二极管DL，对第二电容CrL储能，且同时提供能量至该负载RL。在此区间，该第一电容CrH的二端的跨压逐渐下降，而该第二电容CrL的二端的跨压逐渐上升，使得流经该第一绕组31的该一次侧电流IP逐渐减少。
参阅图2与图6，图6的虚线及箭号表示导通路径，且并未画出不导通的元件。当t＝t3时，流经该第一绕组31的该一次侧电流IP减少至零。当t3≦t＜t4时，也就是于一第四区间时，该谐振电感电流Ir仍持续流动且逐渐减小，流经该第一绕组31的该一次侧电流IP为负值，也就是其电流方向相反，使该整流器单元4的第二二极管DSL导通，且第一二极管DSH不导通。此时，该直流输出电压VO映像回该变压器3的一次侧，也就是该变压器3的第一绕组31的二端，使得该激磁电感Lm的跨压被箝制在-nVO。该激磁电感Lm开始释放能量至该负载RL，且该激磁电感电流Im的大小也呈线性下降。该电容单元2的第一电容CrH持续释放能量，且其二端的跨压也逐渐减小，而该第二电容CrL储存能量，且其二端的跨压逐渐上升。
参阅图2与图7，图7的虚线及箭号表示导通路径，且并未画出不导通的元件。当t＝t4时，该谐振电感电流Ir降为零。当t4≦t＜t5时，也就是于一第五区间时，该电容单元2的第二电容CrL开始释放能量，且该谐振电感Lr开始反向储能，使得该谐振电感电流Ir变为负值，也就是其电流方向相反，流经该第一绕组31的该一次侧电流IP仍为负值，该整流器单元4的第二二极管DSL导通，第一二极管DSH不导通，而传送能量至该负载RL。
由于该谐振电感电流Ir变为负值，该第一开关11的寄生电容CossH及该电容单元2的第二电容CrL开始释放能量，且该第一开关11的跨压VDS1由该直流输入电压VIN些微下降。同时，该第二开关12的寄生电容CossL及该电容单元2的第一电容CrH开始储能，且该第二开关12的跨压VDS2由零些微上升。
参阅图2与图8，图8的虚线及箭号表示导通路径，且并未画出不导通的元件。当t＝t5时，该谐振电感电流Ir再度为零。当t5≦t＜t6时，也就是于一第六区间时，该谐振电感电流Ir再度变为正值，也就是其电流方向再度改变，该电容单元2的第一电容CrH开始释放能量，使该第二电容CrL开始储能，该一次侧电流IP仍为负值，该整流器单元4的第二二极管DSL导通，第一二极管DSH不导通，而传送能量至该负载RL。此时，该第一开关11的寄生电容CossH再次开始储能，该第二开关12的寄生电容CossL再次开始释放能量。当t＝t6时，该第二控制信号S2的逻辑电平变为1，该第六区间结束。
在t6≦t＜t12的区间时，该准谐振半桥转换器9的操作与在t0≦t＜t6的区间类似，为一对偶态样，也就是说，该一次侧电流IP、激磁电感电流Im、及谐振电感电流Ir呈正负大小对称的互补态样，因此，该区间的操作原理类似前述的说明，不再赘述。
由于该第一控制信号S1及第二控制信号S2都操作于该固定频率，且该固定频率与串联谐振转换器的共振频率相等，并根据该直流输出电压VO，调整其占空比(Duty Cycle)，以控制该开关单元1的第一开关11及第二开关12操作于导通及不导通间,而第一开关11仅于跨压VDS1为接近零时才会依占空比由不导通切换成导通，第二开关12亦于跨压VDS2接近零时才依占空比由不导通切换成导通。当该准谐振半桥转换器9操作于一满载状态时，该第一控制信号S1及该第二控制信号S2的占空比会与串联谐振转换器的控制信号的占空比相同，因此该准谐振半桥转换器9在满载状态时的转换效率会与串联谐振转换器相同。当该准谐振半桥转换器9操作于一轻载状态时，例如轻载状态时该负载RL的功率为满载状态时的百分之二十，该第一控制信号S1及该第二控制信号S2通过调整其占空比的方式，提供该直流输出电压VO，由于该准谐振半桥转换器9仍能操作于相同频率，因此其变压器3及开关单元1的切换损失都小于串联谐振转换器，使得准谐振半桥转换器9于轻载状态时的转换效率会比串联谐振转换器还要佳。
特别值得一提的是：本发明准谐振半桥转换器9的等效谐振模型是利用谐振电感Lr、作为谐振电容的第一电容CrH与第二电容CrL、激磁电感Lm、及第一开关11与第二开关12的寄生电容CossH、CossL参与谐振，并设计适当的谐振电感Lr的感值及第一电容CrH与第二电容CrL的容值，也就是说，该准谐振半桥转换器9的谐振频率是由该谐振电感Lr、该电容单元2的第一电容CrH与第二电容CrL、该激磁电感Lm、及该开关单元1的第一开关11与第二开关12的寄生电容CossH、CossL所决定。与以往的准谐振转换器利用激磁电感Lm及开关的寄生电容参与谐振的方式完全不同。此外，该开关单元1的第一开关11及第二开关12的跨压VDS1、VDS2在谐振区间，即t1～t6与t6～t12间降至0伏特后，只会振荡至一微小的电压值，因此，能大幅降低该第一开关11及第二开关12在导通时的切换损失，因而提高准谐振半桥转换器的转换效率。
参阅图9，本发明准谐振半桥转换器9的第二实施例，大致上是与该第一实施例相同，不同的地方在于：该整流器单元4以一第三开关13及一第四开关14分别取代该第一二极管DSH及第二二极管DSL。在本实施例中，该第三开关13及第四开关14都是一N型功率晶体管，且分别接收一第三控制信号S3及一第四控制信号S4，而分别操作于导通及不导通间。
参阅图9与图10，图10是一时序图，横轴为时间，说明该第三控制信号S3及第四控制信号S4与该第一控制信号S1及第二控制信号S2间的关系。当该第一控制信号S1及第二控制信号S2的逻辑电平都为0时，该第一开关11及第二开关12都不导通，该准谐振半桥转换器操作于一死区(Dead Zone)区间，此时，该变压器3的二次侧的能量大于其一次侧的能量，将可能会有一逆电流由变压器3的二次侧回灌至其一次侧的情况发生。在该第一实施例时，该整流器单元4是利用萧特基二极管具有单向导通的特性，以避免回灌的情况。而在该第二实施例时，利用该第三控制信号S3及第四控制信号S4分别相对该第一控制信号S1及第二控制信号S2落后一第一预定时间T1变为逻辑1，且提前一第二预定时间T2变为逻辑0，使该第三及第四开关13、14分别相对该第一开关11及第二开关12落后该第一预定时间T1导通，且提前该第二预定时间T2不导通，以避免回灌的情况。第一预定时间T1及第二预定时间T2的数值可为相同或不相同。
由于该整流器单元4的N型功率晶体管具有导通电阻较低的特性，使得该第三及第四开关13、14在导通时，其功率损耗能比该第一实施例的该第一二极管DSH及第二二极管DSL的功率损耗还低，而提高整体的转换效率。
综上所述，本案具有以下优点：
1.操作于轻载状态时的转换效率较佳。本发明利用定频操作的第一控制信号S1及第二控制信号S2，以调整其占空比的方式控制该开关单元1的二开关的导通时间，能避免该二开关的切换频率于轻载时变高，相较于以往的串联谐振转换器能有效降低切换损失。
2.操作功率范围较大。本发明由于变压器操作于双向激磁而提高变压器的利用率，相较于以往的返驰式的准谐振转换器能有效提高操作的功率范围。
3.该开关单元1的二开关控制方式较为简化。本发明由于上述实施例利用定频操作的第一控制信号S1及第二控制信号S2，相较于以往的返驰式的准谐振转换器的控制方式，不需要侦测开关的二端跨压何时在相对低点，且不需要变频操作来稳定输出电压，因此能有效简化开关控制方式。
4.电磁干扰的设计较为容易。本发明由于第一控制信号S1及第二控制信号S2是定频操作，在电磁干扰的设计时，所需考虑到的频率范围是固定的，相较于以往返驰式的准谐振转换器能有效减化电磁干扰的设计。
5.涟波表现较佳。本发明由于转换器是操作在双向激磁的架构，输出电容的涟波频率是开关频率的两倍，只需使用较少电容即能与操作在单向激磁的以往转换器达到相同的涟波表现，因此，相较于以往返驰式的准谐振转换器能有较佳的涟波表现。
6.体积较小。本发明由于转换器是操作在双向激磁，使流经变压器的电流会均等地通过该开关单元的二开关，进而降低电流过热所造成的问题，因此，变压器与输出电容可使用较小的体积与容值来达到相同输出功率，相较于以往返驰式的准谐振转换器能有较小的体积。
7.使用较低耐压元件。本发明由于转换器的结构特性与以往的主动箝位转换器相比，具有使用较低耐压元件的优点。
8.变压器的利用率较高。本发明由于转换器操作在双向激磁可提高功率的操作范围，与以往的准谐振转换器相比，具有在相同输出功率下利用率较高的优点。
Claims (8)
1.一种准谐振半桥转换器，适用于接收一直流输入电压，并输出一直流输出电压至一负载，其特征在于：其包含：
一开关单元，接收该直流输入电压，并包括串联的一第一开关及一第二开关，每一开关具有并联的一基体二极管及一寄生电容，该第一开关及第二开关分别接收一第一控制信号及一第二控制信号，且分别根据该第一控制信号及第二控制信号，于导通与不导通间切换；
一电容单元，与该开关单元并联，并包括串联的一第一电容及一第二电容；
一变压器，包括一位于一次侧的第一绕组、位于二次侧且串联的一第二绕组与一第三绕组、一与该第一绕组并联的激磁电感，及一谐振电感，每一绕组具有一极性端及一非极性端，该谐振电感介于该第一绕组的极性端与该第一开关及第二开关的共同接点间，该第三绕组的极性端电连接该第二绕组的非极性端，该第一绕组的极性端电连接该开关单元的第一开关及第二开关的共同接点，该第一绕组的非极性端电连接该电容单元的第一电容及第二电容的共同接点，该准谐振半桥转换器的谐振频率是相关于该谐振电感、该电容单元的第一电容与第二电容、该激磁电感、及该开关单元的第一开关与第二开关的寄生电容；
一整流器单元，并联于该第二绕组的极性端及该第三绕组的非极性端间，且包括串联的一第三开关及一第四开关；
一输出电容，电连接于该第二绕组与第三绕组的共同接点及该第三开关与第四开关的共同接点间，并与该负载并联，该输出电容的二端的跨压为该直流输出电压；及
一控制单元，电连接该开关单元的第一开关与第二开关，并接收该直流输出电压，且据以产生该第一控制信号及第二控制信号，并使该第一控制信号及第二控制信号操作于与该谐振频率相等的一固定频率，并调整其占空比以控制该第一开关及第二开关分别于其跨压接近零时，适时导通，其中，当该第二开关不导通且该第一开关将由导通变为不导通时，该谐振电感的电流不相等于该激磁电感的电流，且该谐振电感的电流仍持续流动而逐渐减少，直至流经该第一绕组的一次侧电流为负值，使该整流器单元的该第三开关及第四开关分别不导通与导通；当该第一开关不导通且该第二开关将由不导通变为导通时，流经该第一绕组的一次侧电流仍为负值，且该整流器单元的该第三开关及第四开关分别不导通与导通；当该第一开关不导通且该第二开关将由导通变为不导通时，该谐振电感的电流不相等于该激磁电感的电流，且该谐振电感的电流仍持续流动而逐渐上升，直至流经该第一绕组的一次侧电流为正值，使该整流器单元的该第三开关及第四开关分别导通与不导通。
2.根据权利要求1所述的准谐振半桥转换器，其特征在于：该整流器单元的第三开关及第四开关分别是一第一二极管及一第二二极管，每一二极管具有一阳极端及一阴极端，且该第二二极管的阴极端电连接该第一二极管的阴极端。
3.根据权利要求2所述的准谐振半桥转换器，其特征在于：该整流器单元的第一二极管及第二二极管都是一萧特基二极管。
4.根据权利要求3所述的准谐振半桥转换器，其特征在于：该开关单元的第一开关及第二开关都是一N型功率晶体管。
5.根据权利要求1所述的准谐振半桥转换器，其特征在于：该第三开关及第四开关分别接收一第三控制信号及一第四控制信号，并分别根据该第三及第四控制信号，而分别于导通及不导通间切换。
6.根据权利要求5所述的准谐振半桥转换器，其特征在于：该开关单元的第一开关、第二开关、该整流器单元的第三开关、及第四开关都是一N型功率晶体管。
7.根据权利要求6所述的准谐振半桥转换器，其特征在于：该第三及第四控制信号分别根据该第一控制信号及第二控制信号，分别落后一第一预定时间变为逻辑1，且提前一第二预定时间变为逻辑0，使该第三及第四开关分别相对该第一开关及第二开关落后该第一预定时间导通，且提前该第二预定时间不导通。
8.一种准谐振半桥转换器的控制方法，适用于一准谐振半桥转换器，该准谐振半桥转换器接收一直流输入电压，并输出一直流输出电压至一负载，其特征在于：该准谐振半桥转换器包含：
一开关单元，接收该直流输入电压，并包括串联的一第一开关及一第二开关，每一开关具有并联的一基体二极管及一寄生电容，
一电容单元，与该开关单元并联，并包括串联的一第一电容及一第二电容，
一变压器，包括一位于一次侧的第一绕组、位于二次侧且串联的一第二绕组与一第三绕组、一与该第一绕组并联的激磁电感，及一谐振电感，每一绕组具有一极性端及一非极性端，该谐振电感介于该第一绕组的极性端与该第一开关及第二开关的共同接点间，该第三绕组的极性端电连接该第二绕组的非极性端，该第一绕组的极性端电连接该开关单元的第一开关及第二开关的共同接点，该第一绕组的非极性端电连接该电容单元的第一电容及第二电容的共同接点，该准谐振半桥转换器的谐振频率是相关于该谐振电感、该电容单元的第一电容与第二电容、该激磁电感、及该开关单元的第一开关与第二开关的寄生电容，
一整流器单元，并联于该第二绕组的极性端及该第三绕组的非极性端间，且包括串联的一第三开关及一第四开关，
一输出电容，电连接于该第二绕组与第三绕组的共同接点及该第三开关与第四开关的共同接点间，并与该负载并联，该输出电容的二端的跨压为该直流输出电压，及
一控制单元，电连接该开关单元的第一开关与第二开关，并接收该直流输出电压，
该控制方法包含下列步骤：
(a)通过该控制单元根据该直流输出电压，产生一第一控制信号及一第二控制信号，且该第一控制信号及第二控制信号操作于与该谐振频率相等的一固定频率；
(b)该第一控制信号及第二控制信号分别控制该第一开关及第二开关，在该第一控制信号为逻辑1时，该第一开关导通，在该第二控制信号为逻辑1时，该第二开关导通，在该第一控制信号为逻辑0时，该第一开关不导通，在该第二控制信号为逻辑0时，该第二开关不导通；及
(c)通过该控制单元根据该直流输出电压，调整该第一控制信号及第二控制信号的占空比，分别使该第一开关及第二开关在其跨压接近零时，适时导通，其中，当该第二开关不导通且该第一开关将由导通变为不导通时，该谐振电感的电流不相等于该激磁电感的电流，且该谐振电感的电流仍持续流动而逐渐减少，直至流经该第一绕组的一次侧电流为负值，使该整流器单元的该第三开关及第四开关分别不导通与导通；当该第一开关不导通且该第二开关将由不导通变为导通时，流经该第一绕组的一次侧电流仍为负值，且该整流器单元的该第三开关及第四开关分别不导通与导通；当该第一开关不导通且该第二开关将由导通变为不导通时，该谐振电感的电流不相等于该激磁电感的电流，且该谐振电感的电流仍持续流动而逐渐上升，直至流经该第一绕组的一次侧电流为正值，使该整流器单元的该第三开关及第四开关分别导通与不导通。
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