CN109089343B - 发光二极管电源供应器 - Google Patents

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Abstract

一种发光二极管电源供应器包含原边绕组、副边绕组、充电泵电容、桥式整流电路、单向可控功率开关以及输出电容。副边绕组包含第一端与第二端，用以感应流经该原边绕组的原边电流以输出副边电流。充电泵电容包含第一端与第二端。充电泵电容的第一端电性耦接于副边绕组的第二端。桥式整流电路电性耦接于副边绕组的第一端与充电泵电容的第二端。单向可控功率开关与桥式整流电路中多个二极管中之一者反向并联，并用以根据控制电压选择性地导通或关断。输出电容电性耦接于桥式整流电路，用以根据副边电流提供输出电压。

Description

发光二极管电源供应器
技术领域
本发明关于一种电源供应器，且特别关于一种宽输出范围的发光二极管电源供应器。
背景技术
近来，随着高效率、小型化的设计趋势，于充电电池、太阳能板、以及固态光源等相关领域，电力电子设备越来越广泛采用谐振电路架构。
然而，为了满足多样化的后端负载，采用谐振电路的电源供应器需提供宽范围的的输入与输出电压，以适应各种不同产品规格的电力需求。因此，如何设计电源转换电路以实现宽范围的输入电压及/或输出电压，乃是当前技术领域的重要课题。
发明内容
本发明的一态样为一种发光二极管电源供应器。电源供应器包含原边绕组、副边绕组、充电泵电容、桥式整流电路、单向可控功率开关、输出电容。副边绕组包含第一端与第二端，用以感应流经该原边绕组的原边电流以输出副边电流。充电泵电容包含第一端与第二端。充电泵电容的第一端电性耦接于副边绕组的第二端。桥式整流电路电性耦接于副边绕组的第一端与充电泵电容的第二端。单向可控功率开关与桥式整流电路中多个二极管中之一者反向并联，并用以根据控制电压选择性地导通或关断。输出电容电性耦接于桥式整流电路，用以根据副边电流提供输出电压。
在部分实施例中，桥式整流电路包含：第一二极管，该第一二极管的一阳极端电性耦接于该副边绕组的该第一端；第二二极管，该第二二极管的一阳极端电性耦接于一接地端，该第二二极管的一阴极端电性耦接于该副边绕组的该第一端；第三二极管，该第三二极管的一阳极端电性耦接于该充电泵电容的该第二端，该第三二极管的一阴极端电性耦接于该第一二极管的一阴极端；以及第四二极管，该第四二极管的一阳极端电性耦接于该接地端，该第四二极管的一阴极端电性耦接于该充电泵电容的该第二端。
在部分实施例中，该单向可控功率开关与该第四二极管反向并联。
在部分实施例中，该单向可控功率开关根据该控制电压导通时，流经该第三二极管的电流为零。
在部分实施例中，该单向可控功率开关与该第三二极管反向并联。
在部分实施例中，该单向可控功率开关根据该控制电压导通时，流经该第四二极管的电流为零。
在部分实施例中，该单向可控功率开关根据该控制电压关断时，该输出电压约为该副边绕组于一完整周期内整流后的平均电压。
在部分实施例中，该单向可控功率开关根据该控制电压导通时，该输出电压约为该副边绕组于该完整周期内整流后平均电压的两倍。
在部分实施例中，发光二极管电源供应器更包含一原边电路，其中该原边电路包含：一切换电路，用以将一直流输入电压转换为一切换信号；一谐振电路，电性连接于该切换电路与该原边绕组，用以接收该切换信号以提供该原边电流。
在部分实施例中，该谐振电路包含：一谐振电容单元，以串联形式电性连接于该原边绕组；一谐振电感单元，以串联形式电性连接于该原边绕组；以及一激磁电感单元，以并联形式电性连接于该原边绕组。
在部分实施例中，该切换电路包含：一第一开关，该第一开关的一第一端电性耦接于该直流输入电压的正极端，该第一开关的一第二端电性耦接于该谐振电路；以及一第二开关，该第二开关的一第一端电性耦接于该第一开关的该第二端，该第二开关的一第二端电性耦接于该直流输入电压的负极端。
在部分实施例中，发光二极管电源供应器更包含一原边电路，其中该原边电路包含：一第一电感单元，该第一电感单元的一第一端电性耦接于一直流输入电压的一正极端；一切换开关，该切换开关的一第一端电性耦接于该第一电感单元的一第二端，该切换开关的一第二端电性耦接于该直流输入电压的一负极端；一第一电容单元，该第一电容单元的一第一端电性耦接于该第一电感单元的一第二端，该第一电容单元的一第二端电性耦接于该直流输入电压的一负极端；一第二电感单元；以及一第二电容单元，其中该第二电感单元与该第二电容单元彼此串联，并电性耦接于该第一电容单元的该第一端与该原边绕组之间。
本发明的另一态样为一种电源供应器，用于提供输出电压至发光二极管模块。电源供应器包含隔离变压器、原边电路、充电泵电容、桥式整流电路以及单向可控功率开关。隔离变压器包含原边绕组以及副边绕组。副边绕组用以感应流经原边绕组的原边电流以提供副边电流。原边电路电性耦接于隔离变压器的原边绕组，用以根据直流输入电压提供原边电流。充电泵电容电性耦接于副边绕组。桥式整流电路包含第一二极管、第二二极管、第三二极管以及第四二极管。单向可控功率开关与第三二极管或第四二极管反向并联，并用以选择性地导通或关断以决定电源供应器操作在第一调变模式或第二调变模式，以输出相应的输出电压，其中于第一调变模式，单向可控功率开关持续关断，于第二调变模式，单向可控功率开关持续导通。
在部分实施例中，该电源供应器操作在该第二调变模式时输出的该输出电压约为该电源供应器操作在该第一调变模式时输出的该输出电压的两倍。
在部分实施例中，电源供应器更包含功率因子校正电路，电性耦接于该原边电路，用以将一交流输入电压转换为该直流输入电压。
在部分实施例中，该单向可控功率开关包含一双极性晶体管、一绝缘栅双极晶体管或一硅控整流器。
在部分实施例中，该原边电路包含切换电路以及谐振电路。切换电路用以将该直流输入电压转换为一切换信号。谐振电路电性连接于该切换电路与该原边绕组，用以接收该切换信号以提供该原边电流。
在部分实施例中，该第一二极管的一阳极端电性耦接于该副边绕组的该第一端，该第二二极管的一阳极端电性耦接于一接地端，该第二二极管的一阴极端电性耦接于该副边绕组的该第一端，该第三二极管的一阳极端电性耦接于该充电泵电容的该第二端，该第三二极管的一阴极端电性耦接于该第一二极管的一阴极端，该第四二极管的一阳极端电性耦接于该接地端，该第四二极管的一阴极端电性耦接于该充电泵电容的该第二端。
在部分实施例中，该单向可控功率开关与该第四二极管反向并联，该单向可控功率开关导通时，流经该第三二极管的电流为零。
在部分实施例中，该单向可控功率开关与该第三二极管反向并联，该单向可控功率开关导通时，流经该第四二极管的电流为零。
综上所述，在本发明各个实施例中，在调变模式维持不变时，电源供应器不需切换单向可控功率开关的启闭，且桥式整流电路中的二极管亦不需要进行控制，因此电源供应器便可在提供宽范围的输出电压的同时，避免不必要的功率损耗。
附图说明
图1为根据本发明部分实施例所绘示的发光二极管电源供应器的示意图。
图2为根据本发明部分实施例所绘示的电流波形示意图。
图3A与图3B为根据本揭示内容部分实施例所绘示，发光二极管电源供应器操作于第一调变模式下时副边电路的操作示意图。
图4A与图4B为根据本揭示内容其他部分实施例所绘示，发光二极管电源供应器操作于第二调变模式下时副边电路的操作示意图。
图5A与图5B为根据本揭示内容其他部分实施例所绘示，发光二极管电源供应器操作于第二调变模式下时副边电路的操作示意图。
图6为根据本发明其他部分实施例所绘示的发光二极管电源供应器的示意图。
图7为根据本发明其他部分实施例所绘示的发光二极管电源供应器的示意图。
图8为根据本发明其他部分实施例所绘示的发光二极管电源供应器的示意图。
其中附图标记为：
100 发光二极管电源供应器
120 原边电路
122 切换电路
124 谐振电路
130 变压器
140 副边电路
142 桥式整流电路
160 功率因子校正电路
200 发光二极管模块
Np 原边绕组
Ns 副边绕组
Cr 谐振电容单元
Ccp 充电泵电容
Co 输出电容
Cl、Cs、C2 电容单元
D1、D2、D3、D4 二极管
Lr 谐振电感单元
Lm 激磁电感单元
Lin、Lf、L1 电感单元
Smp 单向可控功率开关
S1、S2、S3 开关
Q1、Q2 晶体管
Vac 交流输入电压
Vin 直流输入电压
Vo 输出电压
CT1 控制电压
P1、P2、P3 期间
具体实施方式
下文举实施例配合所附图式作详细说明，以更好地理解本发明的态样，但所提供的实施例并非用以限制本公开所涵盖的范围，而结构操作的描述非用以限制其执行的顺序，任何由元件重新组合的结构，所产生具有均等功效的装置，皆为本公开所涵盖的范围。此外，根据业界的标准及惯常做法，图式仅以辅助说明为目的，并未依照原尺寸作图，实际上各种特征的尺寸可任意地增加或减少以便于说明。下述说明中相同元件将以相同的符号标示来进行说明以便于理解。
在全篇说明书与申请专利范围所使用的用词(terms)，除有特别注明外，通常具有每个用词使用在此领域中、在此公开的内容中与特殊内容中的平常意义。某些用以描述本公开的用词将于下或在此说明书的别处讨论，以提供本领域技术人员在有关本公开的描述上额外的引导。
此外，在本文中所使用的用词“包含”、“包括”、“具有”、“含有”等等，均为开放性的用语，即意指“包含但不限于”。此外，本文中所使用的“及/或”，包含相关列举项目中一或多个项目的任意一个以及其所有组合。
于本文中，当一元件被称为“连接”或“耦接”时，可指“电性连接”或“电性耦接”。“连接”或“耦接”亦可用以表示二或多个元件间相互搭配操作或互动。此外，虽然本文中使用“第一”、“第二”、…等用语描述不同元件，该用语仅是用以区别以相同技术用语描述的元件或操作。除非上下文清楚指明，否则该用语并非特别指称或暗示次序或顺位，亦非用以限定本发明。
请参考图1。图1为根据本发明部分实施例所绘示的发光二极管电源供应器100的示意图。如图1所示，在部分实施例中，发光二极管电源供应器100用于提供输出电压Vo至发光二极管模块200，以驱动发光二极管模块200，供应其运作所需要的电力。
在部分实施例中，发光二极管电源供应器100为了配合后端负载所串接的发光二极管模块200的种类与数量，发光二极管电源供应器100可提供宽范围的输出电压Vo至发光二极管模块200，以满足产品应用规格的需求。
如图1所示，在部分实施例中发光二极管电源供应器100采用谐振电路架构进行电力转换。具体来说，发光二极管电源供应器100包含原边电路120、隔离变压器130的原边绕组Np以及副边绕组Ns、副边电路140。在结构上，原边电路120电性耦接于直流电压源以及原边绕组Np之间，用以接收直流输入电压Vin，并根据直流输入电压Vin提供流经原边绕组Np的原边电流。
如图1所示，在部分实施例中，原边电路120包含切换电路122、谐振电路124。切换电路122用以将直流输入电压Vin转换为切换信号。在结构上，切换电路122的输入端电性耦接至直流电压源，用以接收直流输入电压Vin。切换电路122的输出端电性耦接于谐振电路124的输入端，用以输出经转换后的切换信号至谐振电路124。
在部分实施例中，切换电路122可采用半桥式架构以实现半桥谐振变换器，但本发明并不以此为限。如图1所示，切换电路122包含开关S1与开关S2。在结构上，开关S1的第一端电性耦接于直流输入电压Vin的正极端，开关S1的第二端电性耦接于谐振电路124。开关S2的第一端电性耦接于开关S1的第二端，开关S2的第二端电性耦接于直流输入电压Vin的负极端。开关S1、开关S2的控制端分别用以接收驱动信号，使得开关S1、开关S2根据驱动信号选择性地导通或关断。
藉此，切换电路122通过选择性地导通开关S1、开关S2当中之一者，便可于开关S1导通时输出具有高准位(如：直流输入电压Vin)的切换信号，并于开关S2导通时输出具有低准位(如：零电位)的切换信号。举例来说，在一个完整切换周期内，驱动信号可为脉冲频率调变(Pulse Frequency Modulation，PFM)信号，开关S1与开关S2可分别导通半个周期，以输出责任周期为50％的切换信号。
值得注意的是，在部分应用功率范围较低(如，约500瓦以下)的发光二极管驱动电路的应用当中，切换电路122可采用半桥式架构。在其他大功率(如，约500瓦以上)应用的部分实施例中，切换电路122亦可采用全桥式架构以实现全桥谐振变换器。举例来说，切换电路122亦可包含两两成对的四组开关，该些开关分别接受对应的驱动信号选择性地导通或截止。如此一来，于一个完整周期内，切换电路122便可于前半周期根据驱动信号导通其中一对开关，关断另外一对开关以输出具有正电位的切换信号，并于后半周期根据驱动信号切换开关的启闭，以输出具有负准位的切换信号。
在结构上，谐振电路124电性连接于切换电路122与原边绕组Np。具体来说，谐振电路124的输出端电性耦接于变压器130的原边侧。谐振电路124用以自切换电路122接收切换信号以提供流经原边绕组Np的原边电流。
在部分实施例中，谐振电路124包含谐振电容单元Cr、谐振电感单元Lr以及激磁电感单元Lm，但本发明并不以此为限。在结构上，谐振电容单元Cr、谐振电感单元Lr与变压器130的原边绕组Np彼此串联。激磁电感单元Lm与变压器130的原边绕组Np彼此并联。举例来说，如图1所示，谐振电容单元Cr的第一端电性连接于谐振电路124的第一端，以电性连接于开关S1的第二端以及开关S2的第一端。谐振电容单元Cr的第二端电性连接于谐振电感单元Lr的第一端。谐振电感单元Lr的第二端电性连接于激磁电感单元Lm的第一端。激磁电感单元Lm的第二端电性连接于谐振电路124的第二端，以电性连接于直流输入电压Vin的负极端，但本揭示内容并不以此为限。在部分实施例中，谐振电感单元Lr以及激磁电感单元Lm可分别磁集成变压器130的漏感与磁化电感。
在其他实施例中，谐振电容单元Cr、谐振电感单元Lr以及激磁电感单元Lm亦可通过不同方式电性连接以实现LLC谐振电路。此外，在其他实施例中，谐振电路124亦可藉由一或多组的电感单元与电容单元实现LC谐振电路、LCC谐振电路、LLCC谐振电路，因此本发明图式中所绘示的LLC谐振电路仅为本发明可能的实施方式之一，并非用以限制本发明。换言之，本技术领域具有通常知识者当明白，本发明各个实施例中的谐振电路124可为一或多组电感单元与一或多组电容单元的任意组合，并通过串联或并联等不同方式电性连接以实现谐振。
如此一来，原边绕组Np便可自谐振电路124接收原边电流。副边绕组Ns便可感应流经原边绕组Np的原边电流以输出副边电流，使得变压器130实现原边侧与副边侧的能量传递。
如图1所示，在部分实施例中，副边电路140包含桥式整流电路142、充电泵电容Ccp、单向可控功率开关Smp以及输出电容Co。在结构上，桥式整流电路142电性耦接于副边绕组Ns的第一端与充电泵电容Ccp的第二端。充电泵电容Ccp的第一端电性耦接于副边绕组Ns的第二端。单向可控功率开关Smp与桥式整流电路142中多个二极管D1～D4中之一者反向并联，并用以根据控制电压CT1选择性地导通或关断。输出电容Co电性耦接于桥式整流电路142，用以根据副边电流提供输出电压Vo。
在部分实施例中，桥式整流电路142用以对副边电流进行整流。如图所示，在结构上，桥式整流电路142中的二极管D1的阳极端电性耦接于副边绕组Ns的第一端，二极管D1的阴极端电性耦接于输出电容Co的正极端。二极管D2的阳极端电性耦接于副边侧的接地端，二极管D2的阴极端电性耦接于副边绕组Ns的第一端以及二极管D1的阳极端。二极管D3的阳极端电性耦接于充电泵电容Ccp的第二端，二极管D3的阴极端电性耦接于二极管D1的阴极端以及输出电容Co的正极端。二极管D4的阳极端电性耦接于副边侧的接地端，二极管D4的阴极端电性耦接于充电泵电容Ccp的第二端以及二极管D3的阳极端。
如此一来，根据副边电流的流向，两对二极管D1、D4以及二极管D2、D3便可分别操作在相应的工作区，以提供电流路径实现桥式整流。
在图1所示实施例中，单向可控功率开关Smp可为npn型的双极性晶体管。双极性晶体管的基极端(Base)用以接收控制电压CT1，以选择地导通或关断单向可控功率开关Smp。双极性晶体管的射极端(Emitter)电性耦接于二极管D4的阳极端，集极端(Collector)电性耦接于二极管D4的阴极端。换言之，在本实施例中，单向可控功率开关Smp与桥式整流电路142中的二极管D4反向并联，但本发明并不以此为限。
值得注意的是，在各个实施例中，单向可控功率开关Smp并不以npn型的双极性晶体管为限。举例来说，单向可控功率开关Smp亦可包含pnp型的双极性晶体管(BipolarJunction Transistor，BJT)、绝缘栅双极晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)、或硅控整流器(Silicon Controlled Rectifier，SCR)等等。
为便于说明，副边电路140中各个电路及元件的详细操作，将于后续段落中搭配相关图式进行讨论，以便解释发光二极管电源供应器100如何在谐振电路架构下进行电力转换，并通过单向可控功率开关Smp导通与否选择性地操作在不同的调变模式下。通过将发光二极管电源供应器100操作在不同的调变模式下，便可切换输出电压Vo为一倍压或是二倍压的直流输出，藉此，发光二极管电源供应器100便可提供宽范围的输出电压Vo至发光二极管模块200，满足产品应用规格的需求。
请参考图2。图2为根据本发明部分实施例所绘示的电流波形示意图。在图2所示实施例中，于期间P1与期间P3，单向可控功率开关Smp维持关断，发光二极管电源供应器100操作于第一调变模式并输出一倍压的输出电压Vo。相对地，于期间P2，单向可控功率开关Smp维持导通，发光二极管电源供应器100操作于第二调变模式并输出二倍压的输出电压Vo。
请一并参考图3A与图3B。图3A与图3B为根据本揭示内容部分实施例所绘示，发光二极管电源供应器100操作于第一调变模式下时副边电路140的操作示意图。为清楚起见，于以下段落中，请一并搭配图2所示实施例中期间P1或期间P3里二极管D1～D4的电流波形，以更好地理解图3A与图3B中各个电路元件的操作。在第一调变模式下，单向可控功率开关Smp维持关断，故于图中以虚线表示。
首先，如图3A所示，在前半周期中，副边电流流经正向导通的二极管D1、D4以及充电泵电容Ccp，向输出电容Co充电。此时二极管D2、D3操作在截止区。
接着，如图3B所示，在后半周期中，副边电流流经正向导通的二极管D2、D3，并以反向流经充电泵电容Ccp，向输出电容Co充电。此时二极管D1、D4操作在截止区。由于在前半周期与后半周期中，流经充电泵电容Ccp的电流方向相反，因此充电泵电容Ccp上的平均电流为零。因此，在第一调变模式下，输出电容Co上的输出电压Vo约为副边绕组Ns经整流后的平均电压(即：一倍压)。
如图2中期间P1里所绘示的电流波形所示，在第一调变模式下，二极管D2、D3与二极管D1、D4两对二极管轮流导通，使得桥式整流电路142实现整流，并在输出电容Co两端建立一倍压的输出电压Vo。换言之，单向可控功率开关Smp根据控制电压CT1关断时，输出电压Vo约为副边绕组Ns于完整周期内整流后的平均电压。
具体来说，副边绕组Ns上的电压可通过改变原边电路120中切换电路122的切换频率(即：切换信号的频率)进行调整。当切换频率改变时，谐振电路124中谐振电容单元Cr、谐振电感单元Lr以及激磁电感单元Lm的分压也随之改变，进而使得副边绕组Ns耦合所得的电压改变。如此一来，便可在第一调变模式下调整输出电压Vo的电压准位。
请一并参考图4A与图4B。图4A与图4B为根据本揭示内容其他部分实施例所绘示，发光二极管电源供应器100操作于第二调变模式下时副边电路140的操作示意图。为清楚起见，于以下段落中，请一并搭配图2所示实施例中期间P2里二极管D1～D4的电流波形，以更好地理解图4A与图4B中各个电路元件的操作。在第二调变模式下，单向可控功率开关Smp维持导通，故于图中以实线表示。
首先，如图4A所示，在前半周期中，副边绕组Ns上的副边电流会流向充电泵电容Ccp，并经由导通的单向可控功率开关Smp与二极管D2回到副边绕组Ns。藉此，在充电泵电容Ccp的两端便会建立一倍压的充电电压。此时二极管D1、D3、D4操作在截止区。
接着，如图4B所示，在后半周期中，方向相反的副边电流流经正向导通的二极管D1、输出电容Co、二极管D4以及充电泵电容Ccp回到副边绕组Ns。此时二极管D2、D3操作在截止区。由于此时二极管D1、D4顺向导通，因此输出电压Vo相当于副边绕组Ns上的跨压与充电泵电容Ccp上的跨压之和。如此一来，于第二调变模式下时，输出电容Co两端会建立出二倍压的输出电压Vo。
藉此，单向可控功率开关Smp根据控制电压CT1导通时，副边电路140便可于充电泵电容Ccp上储能，使得输出电压Vo约为副边绕组Ns于完整周期内整流后平均电压的两倍。
相似地，副边绕组Ns上的电压可通过改变原边电路120中切换电路122的切换频率(即：切换信号的频率)进行调整。当切换频率改变时，谐振电路124中谐振电容单元Cr、谐振电感单元Lr以及激磁电感单元Lm的分压也随之改变，进而使得副边绕组Ns耦合所得的电压改变。如此一来，便可在第二调变模式下调整输出电压Vo的电压准位。
换言之，在其他控制条件相同的情况下，发光二极管电源供应器100操作在第二调变模式时输出的输出电压Vo约为发光二极管电源供应器100操作在第一调变模式时输出的输出电压Vo的两倍。另一方面来说，在不同调变模式下，发光二极管电源供应器100可控制切换电路122操作在不同的切换频率，以得到相同的输出电压Vo。藉此，当发光二极管电源供应器100欲输出较高的输出电压Vo时，通过将发光二极管电源供应器100操作在第二调变模式，可使切换频率操作于较靠近谐振电路124的谐振频率的工作点。如此一来，通过切换调变模式，便可在小范围的频率变动下，实现宽范围的电压输出。
综上所述，单向可控功率开关Smp便可用以选择性地导通或关断以决定发光二极管电源供应器100操作在第一调变模式或第二调变模式，以输出相应的输出电压Vo。发光二极管电源供应器100操作于第一调变模式时，单向可控功率开关Smp持续关断，发光二极管电源供应器100提供一倍压的输出电压Vo。另一方面，发光二极管电源供应器100操作于第二调变模式时，单向可控功率开关Smp持续导通，发光二极管电源供应器100提供二倍压的输出电压Vo。藉此，发光二极管电源供应器100便可提供宽范围的输出电压Vo至发光二极管模块200，以满足不同产品应用规格的需求。
由于在调变模式维持不变时，发光二极管电源供应器100不需切换单向可控功率开关Smp的启闭，且桥式整流电路142中的二极管D1～D4亦不需要进行控制，因此发光二极管电源供应器100可以降低不必要的功率损耗。此外，在部分实施例中，因为副边电路140中不需要通过多个主动开关元件实现充电泵的功能，因此在控制电路中亦不需要设置死区时间(Dead Time)以避免开关元件同时导通时所产生的电流浪涌。如此一来，可进一步简化发光二极管电源供应器100的电路控制。
此外，如先前段落所述，虽然在图1与图3A～图3B、图3A～图3B中单向可控功率开关Smp与二极管D4反向并联，但在其他部分实施例中，单向可控功率开关Smp亦可与二极管D3反向并联。请参考图5A～图5B。图5A与图5B为根据本揭示内容其他部分实施例所绘示，发光二极管电源供应器100操作于第二调变模式下时副边电路140的操作示意图。
和图1与图3A～图3B、图3A～图3B中的实施例相比，在图5A～图5B中所绘示的副边电路140中，单向可控功率开关Smp与二极管D3反向并联。换言之，单向可控功率开关Smp的射极端电性耦接于二极管D3的阳极端，单向可控功率开关Smp的集极端(Collector)电性耦接于二极管D3的阴极端。
如图5A所示，在前半周期中，副边绕组Ns上的副边电流会流经正向导通的二极管D1、导通的单向可控功率开关Smp，并经由充电泵电容Ccp回到副边绕组Ns。藉此，和图4A所示实施例相似，在充电泵电容Ccp的两端便会建立一倍压的充电电压。此时二极管D2、D3、D4操作在截止区。
接着，如图5B所示，在后半周期中，方向相反的副边电流流经充电泵电容Ccp、正向导通的二极管D3、输出电容Co、二极管D2回到副边绕组Ns。此时二极管D1、D4操作在截止区。由于此时二极管D2、D3顺向导通，因此输出电压Vo相当于副边绕组Ns上的跨压与充电泵电容Ccp上的跨压之和。藉此，输出电容Co两端亦可建立出二倍压的输出电压Vo。
此外，由于单向可控功率开关Smp根据控制电压CT1导通，流经二极管D4的电流为零。换言之，当发光二极管电源供应器100操作于第二调变模式下时，若单向可控功率开关Smp乃是与二极管D3反向并联，则二极管D4始终操作在截止的工作区。
请参考图6。图6为根据本发明其他部分实施例所绘示的发光二极管电源供应器100的示意图。在本实施例中，和图1所示实施例相比，原边电路120可采用不同的架构实现。
举例来说，对于小功率(如：低于50瓦)的应用场合，发光二极管电源供应器100可采用单开关谐振电路实现原边电路120。具体来说，如图6所示，在部分实施例中，原边电路120包含电感单元Lf、切换开关S3、电容单元Cl、电感单元L1、电容单元Cs。在结构上，电感单元Lf的第一端电性耦接于直流输入电压Vin的正极端。切换开关S3的第一端电性耦接于电感单元Lf的第二端，切换开关S3的第二端电性耦接于直流输入电压Vin的负极端。电容单元Cl的第一端电性耦接于电感单元Lf的第二端，电容单元Cl的第二端电性耦接于直流输入电压Vin的负极端。电感单元L1与电容单元Cs彼此串联，并电性耦接于电容单元Cs的第一端与原边绕组Np之间。
如此一来，电感单元Lf、切换开关S3、电容单元Cl、电感单元L1、电容单元Cs便可组成单开关E类(class E)谐振电路。藉此，通过适当控制切换开关S3的启闭，原边电路120便可据以提供流经原边绕组Np的原边电流。
请参考图7。图7为根据本发明其他部分实施例所绘示的发光二极管电源供应器100的示意图。相似地，在本实施例中，和图1、图6所示实施例相比，原边电路120可采用不同的架构实现。具体来说，如图7所示，在部分实施例中，原边电路120包含电感单元Lin、晶体管Q1、Q2、电容单元C2。在结构上，电感单元Lin的第一端电性耦接于直流输入电压Vin的正极端。电感单元Lin的第二端电性耦接于原边绕组Np的中心抽头端。晶体管Q1的第一端电性耦接于原边绕组Np的第一端，晶体管Q1的第二端电性耦接于直流输入电压Vin的负极端。晶体管Q2的第一端电性耦接于原边绕组Np的第二端，晶体管Q2的第二端电性耦接于直流输入电压Vin的负极端。电容单元C2跨接于原边绕组Np的第一端与第二端之间。
如此一来，电感单元Lin、晶体管Q1、Q2、电容单元C2便可组成推挽式(Push-Pull)谐振电路实现原边电路120。藉此，通过适当控制晶体管Q1、Q2的启闭，原边电路120便可据以提供流经原边绕组Np的原边电流。
换言之，在各个实施例中，原边电路120可通过单开关、双开关等多种不同架构的LC、LCC、LLC、LLCC等形式的谐振电路实现，图式中所绘示仅为本发明可能的实施方式，并非用以限制本发明。
请参考图8。图8为根据本发明其他部分实施例所绘示的发光二极管电源供应器100的示意图。如图8所示，在部分实施例中，发光二极管电源供应器100更包含功率因子校正电路160。在结构上，功率因子校正电路160电性耦接于原边电路120，用以将交流输入电压Vac转换为直流输入电压Vin，以提供适当的直流输入电压Vin至原边电路120。在部分实施例中，功率因子校正电路160可包含主动式功因修正器，通过适当控制晶体管开关的启闭改善电路的功率因子值。在其他部分实施例中，功率因子校正电路160可包含被动式功因修正器，通过设置电感器及/或电容器改善电路的功率因子值。
举例来说，发光二极管电源供应器100输出端所外接的发光二极管模块200可为额定电压50V、额定电流4A的发光模块、额定电压100V、额定电流2A的发光模块，或是额定电压200V、额定电流1A的发光模块。当发光二极管模块200所需的额定电压为50V或100V时，发光二极管电源供应器100可操作于第一调变模式输出一倍压，并通过改变切换电路122的开关切换频率调整输出电压Vo至相应的电压准位。另一方面，当发光二极管模块200所需的额定电压为200V时，发光二极管电源供应器100可操作于第二调变模式输出二倍压，并通过改变切换电路122的开关切换频率调整输出电压Vo至相应的电压准位。
换言之，在部分实施例中，发光二极管电源供应器100可根据输出电压的区间切换调变模式，并于输出电压Vo大于一设定值时自第一调变模式切换至第二调变模式，以将切换电路122的开关切换频率操作在接近谐振频率的新工作点。如此一来，发光二极管电源供应器100便可在小范围切换频率变动下实现宽范围的电压输出，并提高整体电路的能量转换效率。
藉此，当发光二极管电源供应器100自电网接收交流电力作为电力来源时，便可通过功率因子校正电路160改善负载端的功率因子值，以符合法规中的相关规范，降低电力系统的负担，提升整体的电力供应质量。
综上所述，在本发明各个实施例中，由于在调变模式维持不变时，发光二极管电源供应器100不需切换单向可控功率开关Smp的启闭，且桥式整流电路142中的二极管D1～D4亦不需要进行控制，因此发光二极管电源供应器100便可在提供宽范围的输出电压Vo的同时，避免不必要的功率损耗。
此外，在部分实施例中，因为副边电路140中不需要通过多个主动开关元件实现充电泵的功能，因此在控制电路中亦不需要设置死区时间(Dead Time)以避免开关元件同时导通时所产生的电流浪涌。如此一来，亦可进一步简化发光二极管电源供应器100的电路控制。
虽然本揭示内容已以实施方式公开如上，然其并非用以限定本揭示内容，任何熟习此技艺者，在不脱离本揭示内容的精神和范围内，当可作各种更动与润饰，因此本揭示内容的保护范围当视后附的权利要求范围所界定者为准。

Claims (20)

1.一种发光二极管电源供应器，其特征在于，包含：
一原边绕组；
一副边绕组，包含一第一端与一第二端，用以感应流经该原边绕组的一原边电流以输出一副边电流；
一充电泵电容，包含一第一端与一第二端，该充电泵电容的该第一端电性耦接于该副边绕组的该第二端；
一桥式整流电路，电性耦接于该副边绕组的该第一端与该充电泵电容的该第二端；
一单向可控功率开关，该单向可控功率开关与该桥式整流电路中多个二极管中之一者反向并联，并用以根据一控制电压选择性地导通或关断；以及
一输出电容，电性耦接于该桥式整流电路，用以根据该副边电流提供一输出电压。
2.如权利要求1所述的发光二极管电源供应器，其特征在于，该桥式整流电路包含：
一第一二极管，该第一二极管的一阳极端电性耦接于该副边绕组的该第一端；
一第二二极管，该第二二极管的一阳极端电性耦接于一接地端，该第二二极管的一阴极端电性耦接于该副边绕组的该第一端；
一第三二极管，该第三二极管的一阳极端电性耦接于该充电泵电容的该第二端，该第三二极管的一阴极端电性耦接于该第一二极管的一阴极端；以及
一第四二极管，该第四二极管的一阳极端电性耦接于该接地端，该第四二极管的一阴极端电性耦接于该充电泵电容的该第二端。
3.如权利要求2所述的发光二极管电源供应器，其特征在于，该单向可控功率开关与该第四二极管反向并联。
4.如权利要求3所述的发光二极管电源供应器，其特征在于，该单向可控功率开关根据该控制电压导通时，流经该第三二极管的电流为零。
5.如权利要求2所述的发光二极管电源供应器，其特征在于，该单向可控功率开关与该第三二极管反向并联。
6.如权利要求5所述的发光二极管电源供应器，其特征在于，该单向可控功率开关根据该控制电压导通时，流经该第四二极管的电流为零。
7.如权利要求1所述的发光二极管电源供应器，其特征在于，该单向可控功率开关根据该控制电压关断时，该输出电压约为该副边绕组于一完整周期内整流后的平均电压。
8.如权利要求7所述的发光二极管电源供应器，其特征在于，该单向可控功率开关根据该控制电压导通时，该输出电压约为该副边绕组于该完整周期内整流后平均电压的两倍。
9.如权利要求1所述的发光二极管电源供应器，更包含一原边电路，其特征在于，该原边电路包含：
一切换电路，用以将一直流输入电压转换为一切换信号；以及
一谐振电路，电性连接于该切换电路与该原边绕组，用以接收该切换信号以提供该原边电流。
10.如权利要求9所述的发光二极管电源供应器，其特征在于，该谐振电路包含：
一谐振电容单元，以串联形式电性连接于该原边绕组；
一谐振电感单元，以串联形式电性连接于该原边绕组；以及
一激磁电感单元，以并联形式电性连接于该原边绕组。
11.如权利要求9所述的发光二极管电源供应器，其特征在于，该切换电路包含：
一第一开关，该第一开关的一第一端电性耦接于该直流输入电压的正极端，该第一开关的一第二端电性耦接于该谐振电路；以及
一第二开关，该第二开关的一第一端电性耦接于该第一开关的该第二端，该第二开关的一第二端电性耦接于该直流输入电压的负极端。
12.如权利要求1所述的发光二极管电源供应器，其特征在于，更包含一原边电路，其中该原边电路包含：
一第一电感单元，该第一电感单元的一第一端电性耦接于一直流输入电压的一正极端；
一切换开关，该切换开关的一第一端电性耦接于该第一电感单元的一第二端，该切换开关的一第二端电性耦接于该直流输入电压的一负极端；
一第一电容单元，该第一电容单元的一第一端电性耦接于该第一电感单元的一第二端，该第一电容单元的一第二端电性耦接于该直流输入电压的一负极端；
一第二电感单元；以及
一第二电容单元，其中该第二电感单元与该第二电容单元彼此串联，并电性耦接于该第一电容单元的该第一端与该原边绕组之间。
13.一种电源供应器，用于提供一输出电压至一发光二极管模块，其特征在于，该电源供应器包含：
一隔离变压器，包含：
一原边绕组；以及
一副边绕组，包含一第一端与一第二端，用以感应流经该原边绕组的一原边电流以提供一副边电流；
一原边电路，电性耦接于该隔离变压器的该原边绕组，用以根据一直流输入电压提供该原边电流；
一充电泵电容，包含一第一端与一第二端，电性耦接于该副边绕组；
一桥式整流电路，其中该桥式整流电路包含一第一二极管、一第二二极管、一第三二极管以及一第四二极管；以及
一单向可控功率开关，该单向可控功率开关与该第三二极管或该第四二极管反向并联，并用以选择性地导通或关断以决定该电源供应器操作在一第一调变模式或一第二调变模式，以输出相应的该输出电压，其中于该第一调变模式，该单向可控功率开关持续关断，于该第二调变模式，该单向可控功率开关持续导通。
14.如权利要求13所述的电源供应器，其特征在于，该电源供应器操作在该第二调变模式时输出的该输出电压约为该电源供应器操作在该第一调变模式时输出的该输出电压的两倍。
15.如权利要求13所述的电源供应器，其特征在于，更包含：
一功率因子校正电路，电性耦接于该原边电路，用以将一交流输入电压转换为该直流输入电压。
16.如权利要求13所述的电源供应器，其特征在于，该单向可控功率开关包含一双极性晶体管、一绝缘栅双极晶体管或一硅控整流器。
17.如权利要求13所述的电源供应器，其特征在于，该原边电路包含：
一切换电路，用以将该直流输入电压转换为一切换信号；以及
一谐振电路，电性连接于该切换电路与该原边绕组，用以接收该切换信号以提供该原边电流。
18.如权利要求13所述的电源供应器，其特征在于，该第一二极管的一阳极端电性耦接于该副边绕组的该第一端，该第二二极管的一阳极端电性耦接于一接地端，该第二二极管的一阴极端电性耦接于该副边绕组的该第一端，该第三二极管的一阳极端电性耦接于该充电泵电容的该第二端，该第三二极管的一阴极端电性耦接于该第一二极管的一阴极端，该第四二极管的一阳极端电性耦接于该接地端，该第四二极管的一阴极端电性耦接于该充电泵电容的该第二端。
19.如权利要求18所述的电源供应器，其特征在于，该单向可控功率开关与该第四二极管反向并联，该单向可控功率开关导通时，流经该第三二极管的电流为零。
20.如权利要求18所述的电源供应器，其特征在于，该单向可控功率开关与该第三二极管反向并联，该单向可控功率开关导通时，流经该第四二极管的电流为零。
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