CN105450030A - 双变压器变绕组隔离变换器及其控制方法 - Google Patents

双变压器变绕组隔离变换器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种双变压器变绕组隔离变换器及其控制方法，属于电力电子变换器技术领域。该变换器由高频矩形波电压源(uP)、高频无源网络(10)、两个变压器(T1、T2)、两个主电感(Lm1、Lm2)、无源整流电路(20)、混合整流电路(30)、输出滤波电容(Co)和负载(Ro)构成，两个变压器原边串联、副边经整流电路后并联；本发明变换器利用混合整流电路(30)将第二变压器(T2)的绕组周期性短路、动态调整变压器副边绕组对原边绕组的等效匝比来实现输出电压和功率的调节；变换器能够在全电压和负载范围内实现所有开关管和二极管的软开关，控制简单、易于实现，且器件应力低、适合中大功率应用场合，本发明为高频、高效、高功率密度隔离功率变换场合提供了新颖有效地解决方案。

Description

双变压器变绕组隔离变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及一种谐振变换器及其控制方法，属于电力电子变换器技术领域。
背景技术
隔离型变换器适用于输入输出要求电气隔离的应用场合，在新能源发电、工业、民用、航空航天等各个领域具有广泛的应用。
传统的隔离变换器采用高频变压器实现了输入输出侧的隔离，为了实现输出电压的调节，通常有几种方式：(1)直接调节开关管的占空比；(2)通过调节相位改变开关管的占空比；(3)调节开关管的开关频率。方式(1)和方式(2)常用于传统PWM型变换器的输出电压控制，方案简单易于实现，但是通常会造成以下问题：(a)开关管无法实现软开关，开关损耗大；(b)即使能够实现软开关，但需要引入非常大的环流损耗，导通损耗大；(c)开关器件的电压应力高，特别是变换器副边整流二极管的电压应力远高于输出电压；(d)变压器漏感不能得到有效利用，会导致更高的器件电压应力。方式(3)通常用于谐振型变换器的输出电压控制，它具有较好的软开关性能，但是实现复杂、很难进行优化设计。此外，变频控制还导致变压器、电感、电容等无源器件的优化设计非常困难，无法得到充分利用。不仅如此，当开关频率远离谐振网络的谐振频率时，变换器的导通损耗会大幅增加、效率降低。上述电压调节方法，都是基于高频变压器原副边匝比固定的前提。假若变压器的匝比也可以根据需要动态调整，那么无需改变开关管的占空比或者频率也将能够实现输出电压精确调节。
发明内容
本发明要解决的技术问题是，克服现有技术的不足，提供一种能够动态调整变压器等效匝比实现输出电压调节且具有高变换效率的双变压器变绕组隔离变换器。
为了实现上述目的，本发明采用两个变压器，通过整流电路主动将其中一个变压器的副边绕组周期性短路，从而动态调整变压器副边绕组对原边绕组的等效匝比，以此来实现输出电压和功率的调节
本发明采用以下技术方案：
所述双变压器变绕组隔离变换器由高频矩形波电压源(uP)、高频无源网络(10)、第一变压器(T1)、第二变压器(T2)、第一主电感(Lm1)、第二主电感(Lm2)、无源整流电路(20)、混合整流电路(30)、输出滤波电容(Co)和负载(Ro)构成；所述高频矩形波电压源(uP)的一端连接高频无源网络(10)的一端，高频无源网络(10)的另一端连接第一变压器(T1)原边绕组(MP1)的一端和第一主电感(Lm1)的一端，第一变压器(T1)原边绕组(NP1)的另一端连接第一主电感(Lm1)的另一端、第二主电感(Lm2)的一端和第二变压器(T2)原边绕组(NP2)的一端，第二变压器(T2)原边绕组(NP2)的另一端连接第二主电感(Lm2)的另一端和高频矩形波电压源(uP)的另一端；第一变压器(T1)副边绕组(NS1)的两端分别连接无源整流电路(20)的两个输入端，第二变压器(T2)副边绕组(NS2)的两端分别连接混合整流电路(30)的两个输入端，无源整流电路(10)的正输出端连接混合整流电路(20)的正输出端、输出滤波电容(Co)的一端和负载(Ro)的一端，无源整流电路(20)的负输出端连接混合整流电路(30)的负输出端、输出滤波电容(Co)的另一端和负载(Ro)的另一端。
所述无源整流电路(20)是全桥整流电路、中心抽头整流电路或倍压整流电路中的任意一种。
所述混合整流电路(30)可以由第一开关管(S1)、第二开关管(S2)、第一二极管(D1)和第二二极管(D2)构成，此时，所述第一开关管(S1)、第二开关管(S2)、第一二极管(D1)和第二二极管(D2)的连接方式有如下两种可选方式：
(1)所述第一开关管(S1)的漏极连接第一二极管(D1)的阴极，第一开关管(S1)的漏极和第一二极管(D1)的阴极作为该混合整流电路(30)的正输出端，第一开关管(S1)的源极连接第二开关管(S2)的漏极，第一开关管(S1)的源极和第二开关管(S2)的漏极作为该混合整流电路(30)的一个输入端，第一二极管(D1)的阳极连接第二二极管(D2)的阴极，第一二极管(D1)的阳极和第二二极管(D2)的阴极作为该混合整流电路(30)的另一个输入端，第二二极管(D2)的阳极连接第二开关管(S2)的源极，第二二极管(D2)的阳极和第二开关管(S2)的源极作为该混合整流电路(30)的负输出端；
(2)所述第一二极管(D1)的阴极连接第二二极管(D2)的阴极，第一二极管(D1)的阴极和第二二极管(D2)的阴极作为该混合整流电路(30)的正输出端，第一二极管(D1)的阳极连接第一开关管(S1)的漏极，第一二极管(D1)的阳极和第一开关管(S1)的漏极作为该混合整流电路(30)的一个输入端，第二二极管(D2)的阳极连接第二二极管(S2)的漏极，第二二极管(D2)的阳极和第二二极管(S2)的漏极作为该混合整流电路(30)的另一个输入端，第一二极管(S1)的源极连接第二二极管(S2)的源极，第一二极管(S1)的源极和第二二极管(S2)的源极作为该混合整流电路(30)的负输出端。
所述混合整流电路(30)还可以由第一开关管(S1)、第二开关管(S2)、第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、第一电容(C1)和第二电容(C2)构成，此时，所述第一开关管(S1)的漏极连接第一二极管(D1)的阳极和第二二极管(D2)的阴极，第一开关管(S1)的漏极、第一二极管(D1)的阳极和第二二极管(D2)的阴极作为该混合整流电路(30)的一个输入端，第一开关管(S1)的源极连接第二开关管(S2)的源极，第二开关管(S2)的漏极连接第一电容(C1)的一端和第二电容(C2)的一端，第二开关管(S2)的漏极、第一电容(C1)的一端和第二电容(C2)的一端作为该混合整流电路(30)的另一个输入端，第一二极管(D1)的阴极连接第一电容(C1)的另一端，第一二极管(D1)的阴极和第一电容(C1)的另一端作为该混合整流电路(30)的正输出端，第二二极管(D2)的阳极连接第二电容(C2)的另一端，第二二极管(D2)的阳极和第二电容(C2)的另一端作为该混合整流电路(30)的负输出端。
所述高频无源网络(10)可以只包含一个电感，此时，该电感的两端即为该高频无源网络(10)的两端。
所述高频无源网络(10)还可以包含一个电感和一个电容，此时，其中电容的一端与电感的一端相连，电感的另一端作为该高频无源网络(10)的一端，电容的另一端作为该高频无源网络(10)的另一端。
所述第一主电感(Lm1)可以部分或全部由第一变压器(T1)的激磁电感代替，所述第二主电感(Lm2)可以部分或全部由第二变压器(T2)的激磁电感代替。
为了实现输出电压的调节，本发明中所述混合整流电路(30)中第一开关管(S1)和第二开关管(S2)占空比大小相等且互补导通，且第一开关管(S1)和第二开关管(S2)的开关频率与高频矩形波电压源(uP)的频率相同，通过控制第一开关管(S1)和第二开关管(S2)使得第二变压器(T2)副边绕组(NS2)周期性短路，且每个开关周期内第二变压器(T2)副边绕组(NS2)被短路的时间长短通过控制第一开关管(S1)和第二开关管(S2)开通时刻相对于高频矩形波电压源(uP)的相位来调整，以此实现该双变压器变绕组隔离变换器输出电压和功率的调节。
本发明具有如下技术效果：
(1)无需改变开关管的占空比或者开关频率就实现了输出电压的调节，开关管可以工作在最大占空比、最佳开关频率，变换效率高；
(2)由于开关管始终工作在固定占空比、固定开关频率，变压器的利用率可以最大化；
(3)容易实现全电压范围、全负载范围的软开关，变换效率高；
(4)两个变压器和整流电路分担电压和电流应力，更适合中大功率场合应用。
附图说明
附图1是本发明双变压器变绕组隔离变换器电路原理图；
附图2是混合整流电路的第一种实现方式的原理图；
附图3是混合整流电路的第二种实现方式的原理图；
附图4是混合整流电路的第三种实现方式的原理图；
附图5是高频矩形波电压源采用全桥电路拓扑实现时的原理图；
附图6是高频矩形波电压源采用半桥电路拓扑实现时的原理图；
附图7是本发明实施例1的电路原理图；
附图8是本发明实施例2的电路原理图；
附图9是本发明实施例3的电路原理图；
附图10是本发明实施例4的电路原理图；
附图11是本发明实施例5的电路原理图；
附图12是本发明实施例6的电路原理图；
附图13是本发明实施例7的电路原理图；
附图14是本发明实施例8的电路原理图；
附图15是本发明实施例6在工作模式1的等效电路图；
附图16是本发明实施例6在工作模式1的简化等效电路图；
附图17是本发明实施例6在工作模式2的等效电路图；
附图18是本发明实施例6在工作模式2的简化等效电路图；
以上附图中的符号名称：uP是高频矩形波电压源；10是高频无源网络；Lm1和Lm2分别为第一和第二主电感；T1和T2分别为第一和第二变压器；NP1和NS1分比为第一变压器的原边绕组和副边绕组；NP2和NS2分别为第二变压器的原边绕组和副边绕组；20为无源整流电路；30为混合整流电路；Co为输出滤波电容；Ro为负载；Uo为输出电压；S1和S2分别为第一和第二开关管；D1和D2分别为第一和第二二极管；C1和C2分别为第一和第二电容；SP1～SP4为开关管；Uin为直流电压源；CP1和CP2为分压电容；L为电感；C为电容。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明的技术方案进行详细说明。
如附图1所示，本发明所述双变压器变绕组隔离变换器由高频矩形波电压源(uP)、高频无源网络(10)、第一变压器(T1)、第二变压器(T2)、第一主电感(Lm1)、第二主电感(Lm2)、无源整流电路(20)、混合整流电路(30)、输出滤波电容(Co)和负载(Ro)构成；所述高频矩形波电压源(uP)的一端连接高频无源网络(10)的一端，高频无源网络(10)的另一端连接第一变压器(T1)原边绕组(NP1)的一端和第一主电感(Lm1)的一端，第一变压器(T1)原边绕组(NP1)的另一端连接第一主电感(Lm1)的另一端、第二主电感(Lm2)的一端和第二变压器(T2)原边绕组(NP2)的一端，第二变压器(T2)原边绕组(NP2)的另一端连接第二主电感(Lm2)的另一端和高频矩形波电压源(uP)的另一端；第一变压器(T1)副边绕组(NS1)的两端分别连接无源整流电路(20)的两个输入端，第二变压器(T2)副边绕组(NS2)的两端分别连接混合整流电路(30)的两个输入端，无源整流电路(10)的正输出端连接混合整流电路(20)的正输出端、输出滤波电容(Co)的一端和负载(Ro)的一端，无源整流电路(20)的负输出端连接混合整流电路(30)的负输出端、输出滤波电容(Co)的另一端和负载(Ro)的另一端。
附图1中的无源整流电路(20)可以是全桥整流电路、中心抽头整流电路或倍压整流电路中的任意一种。
附图1中所示的混合整流电路(30)可以由第一开关管(S1)、第二开关管(S2)、第一二极管(D1)和第二二极管(D2)构成，此时，所述第一开关管(S1)、第二开关管(S2)、第一二极管(D1)和第二二极管(D2)的连接方式有如下两种可选方式：
第一种实现方式，如附图2所示：所述第一开关管(S1)的漏极连接第一二极管(D1)的阴极，第一开关管(S1)的漏极和第一二极管(D1)的阴极作为该混合整流电路(30)的正输出端，第一开关管(S1)的源极连接第二开关管(S2)的漏极，第一开关管(S1)的源极和第二开关管(S2)的漏极作为该混合整流电路(30)的一个输入端，第一二极管(D1)的阳极连接第二二极管(D2)的阴极，第一二极管(D1)的阳极和第二二极管(D2)的阴极作为该混合整流电路(30)的另一个输入端，第二二极管(D2)的阳极连接第二开关管(S2)的源极，第二二极管(D2)的阳极和第二开关管(S2)的源极作为该混合整流电路(30)的负输出端；
第二种实现方式，如附图3所示：所述第一二极管(D1)的阴极连接第二二极管(D2)的阴极，第一二极管(D1)的阴极和第二二极管(D2)的阴极作为该混合整流电路(30)的正输出端，第一二极管(D1)的阳极连接第一开关管(S1)的漏极，第一二极管(D1)的阳极和第一开关管(S1)的漏极作为该混合整流电路(30)的一个输入端，第二二极管(D2)的阳极连接第二二极管(S2)的漏极，第二二极管(D2)的阳极和第二二极管(S2)的漏极作为该混合整流电路(30)的另一个输入端，第一二极管(S1)的源极连接第二二极管(S2)的源极，第一二极管(S1)的源极和第二二极管(S2)的源极作为该混合整流电路(30)的负输出端。
所述混合整流电路(30)还可以采用附图4所示的第三种实现方式，此时混合整流电路(30)由第一开关管(S1)、第二开关管(S2)、第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、第一电容(C1)和第二电容(C2)构成，所述第一开关管(S1)的漏极连接第一二极管(D1)的阳极和第二二极管(D2)的阴极，第一开关管(S1)的漏极、第一二极管(D1)的阳极和第二二极管(D2)的阴极作为该混合整流电路(30)的一个输入端，第一开关管(S1)的源极连接第二开关管(S2)的源极，第二开关管(S2)的漏极连接第一电容(C1)的一端和第二电容(C2)的一端，第二开关管(S2)的漏极、第一电容(C1)的一端和第二电容(C2)的一端作为该混合整流电路(30)的另一个输入端，第一二极管(D1)的阴极连接第一电容(C1)的另一端，第一二极管(D1)的阴极和第一电容(C1)的另一端作为该混合整流电路(30)的正输出端，第二二极管(D2)的阳极连接第二电容(C2)的另一端，第二二极管(D2)的阳极和第二电容(C2)的另一端作为该混合整流电路(30)的负输出端。
附图1中所示的高频无源网络(10)可以只包含一个电感，此时，该电感的两端即为该高频无源网络(10)的两端。
附图1中所示的高频无源网络(10)还可以由一个电感和一个电容串联实现，此时，其中电容的一端与电感的一端相连，电感的另一端作为该高频无源网络(10)的一端，电容的另一端作为该高频无源网络(10)的另一端。
附图1中所示的第一主电感(Lm1)可以部分或全部由第一变压器(T1)的激磁电感代替，第二主电感(Lm2)可以部分或全部由第二变压器(T2)的激磁电感代替。
如附图1～附图4所示，为了实现输出电压的调节，本发明中所述混合整流电路(30)中第一开关管(S1)和第二开关管(S2)占空比大小相等且互补导通，且第一开关管(S1)和第二开关管(S2)的开关频率与高频矩形波电压源(uP)的频率相同，通过控制第一开关管(S1)和第二开关管(S2)，使得第二变压器(T2)副边绕组(NS2)周期性短路，且每个开关周期内第二变压器(T2)副边绕组(NS2)被短路的时间长短通过控制第一开关管(S1)和第二开关管(S2)开通时刻相对于高频矩形波电压源(uP)的相位来调整，以此实现该双变压器变绕组隔离变换器输出电压和功率的调节。
附图1中所示的高频矩形波电压源(uP)有多种可能的实现方式，一般由直流源和有源逆变电路构成。例如，高频矩形波电压源(uP)可以采用附图5所示的全桥电路拓扑实现，此时高频矩形波电压源(uP)具体由一个直流电压源(Uin)以及四个开关管(SP1～SP4)构成的全桥逆变电路构成；高频矩形波电压源(uP)还可以采用附图6所示的半桥电路拓扑实现，此时高频矩形波电压源(uP)具体由一个直流电压源(Uin)以及由两个开关管(SP1、SP2)和两个分压电容(CP1、CP2)构成的半桥逆变电路构成。
实施例1：
实施例1如附图7所示，高频矩形波电压源(uP)由附图6所示的半桥电路拓扑实现，高频无源网络仅包含一个电感(L)，混合整流电路(30)采用附图2所示的第一种实现方式。
实施例2：
实施例2如附图8所示，高频矩形波电压源(uP)由附图6所示的半桥电路拓扑实现，高频无源网络包含一个电感(L)和一个电容(C)，混合整流电路(30)采用附图2所示的第一种实现方式。
实施例3：
实施例3如附图9所示，高频矩形波电压源(uP)由附图6所示的半桥电路拓扑实现，高频无源网络仅包含一个电感(L)，混合整流电路(30)采用附图4所示的第三种实现方式。
实施例4：
实施例4如附图10所示，高频矩形波电压源(uP)由附图6所示的半桥电路拓扑实现，高频无源网络包含一个电感(L)和一个电容(C)，混合整流电路(30)采用附图4所示的第三种实现方式。
实施例5：
实施例5如附图11所示，高频矩形波电压源(uP)由附图5所示的全桥电路拓扑实现，高频无源网络仅包含一个电感(L)，混合整流电路(30)采用附图2所示的第一种实现方式。
实施例6：
实施例6如附图12所示，高频矩形波电压源(uP)由附图5所示的全桥电路拓扑实现，高频无源网络包含一个电感(L)和一个电容(C)，混合整流电路(30)采用附图2所示的第一种实现方式。
实施例7：
实施例7如附图13所示，高频矩形波电压源(uP)由附图5所示的全桥电路拓扑实现，高频无源网络仅包含一个电感(L)，混合整流电路(30)采用附图4所示的第三种实现方式。
实施例8：
实施例8如附图14所示，高频矩形波电压源(uP)由附图5所示的全桥电路拓扑实现，高频无源网络包含一个电感(L)和一个电容(C)，混合整流电路(30)采用附图4所示的第三种实现方式。
下面以附图12所示的实施例6为例，说明本发明双变压器变绕组隔离变换器的控制和工作原理。为了简化分析，假设图中两个变压器的参数完全相同，且每个变压器的原边绕组匝数等于副边绕组匝数，即每个变压器的变比为1。
采用实施例6时，高频无源网络中的电感(L)和电容(C)工作于谐振状态，变换器的开关频率也等于电感(L)和电容(C)的谐振频率，变换器的工作原理与传统的LLC谐振变换器类似。此时，谐振网络的等效增益为1。
附图12中，高频矩形波电压源(uP)有两种状态：当开关管SP1和开关管SP4导通、开关管SP2和开关管SP3关断时，高频矩形波电压源(uP)为正电压；当开关管SP1和开关管SP4关断、开关管SP2和开关管SP3导通时，高频矩形波电压源(uP)为负电压。高频矩形波电压源(uP)为正电压和为负电压时电路的工作原理相似，此处只以高频矩形波电压源(uP)为正电压的情况为例进行说明。
当高频矩形波电压源(uP)为正电压，电路有两种工作模式。
工作模式1，等效电路如附图15所示，此时第一开关管(S1)关断、第二开关管(S2)导通，此时变压器T1和变压器T2同时向负载传输能量，简化的等效电路如附图16所示。根据图16可知，由于每个变压器的变比都为1，而此时两个变压器原边串联、副边并联，因此两个变压器副边对原边的等效变比为0.5，而此时谐振网络的增益为1，因此，此时输出对输入的等效变比也为0.5。
工作模式2，等效电路如附图17所示，此时第一开关管(S1)导通、第二开关管(S2)关断，此时变压器T2被第一开关管(S1)和第一二极管(D1)短路，仅变压器T1向负载传输能量，此时简化的等效电路如附图18所示。根据图18可知，由于变压器T2被短路、仅变压器T1向负载传递能量，而变压器T1的变比都为1，因此变换器副边对原边的等效变比就为1，而此时谐振网络的增益为1，所以，此时输入对输出的等效变比也为1。
根据上述分析可知，在工作模式1，当第一开关管(S1)导通时，变压器总的等效变比为1，当第二开关管(S2)导通时，变压器总的等效变比为0.5，通过调节第一开关管(S1)和第二开关管(S2)各自导通时间，就能够动态调节变压器总的等效变比，使其在0.5到1之间连续变化，进而可以使变换器的等效增益在0.5到1之间连续变化、实现输出电压和输出功率的控制。在具体实施时，第一开关管(S1)和第二开关管(S2)导通时间就可以通过调节第一开关管(S1)开通时刻相对于高频矩形波电压源(uP)的相位来实现，具体可以通过调节第一开关管(S1)的开通时刻相对于原边开关管SP1的导通时刻之间的时间差来实现。
以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。因此，本发明的实际范围不仅包括所公开的实施例，还包括在权利要求书之下实施或者执行本发明的所有等效方案。

Claims (8)

1.一种双变压器变绕组隔离变换器，其特征在于：所述双变压器变绕组隔离变换器由高频矩形波电压源(uP)、高频无源网络(10)、第一变压器(T1)、第二变压器(T2)、第一主电感(Lm1)、第二主电感(Lm2)、无源整流电路(20)、混合整流电路(30)、输出滤波电容(Co)和负载(Ro)构成；
所述高频矩形波电压源(uP)的一端连接高频无源网络(10)的一端，高频无源网络(10)的另一端连接第一变压器(T1)原边绕组(NP1)的一端和第一主电感(Lm1)的一端，第一变压器(T1)原边绕组(NP1)的另一端连接第一主电感(Lm1)的另一端、第二主电感(Lm2)的一端和第二变压器(T2)原边绕组(NP2)的一端，第二变压器(T2)原边绕组(NP2)的另一端连接第二主电感(Lm2)的另一端和高频矩形波电压源(uP)的另一端；
第一变压器(T1)副边绕组(NS1)的两端分别连接无源整流电路(20)的两个输入端，第二变压器(T2)副边绕组(NS2)的两端分别连接混合整流电路(30)的两个输入端，无源整流电路(10)的正输出端连接混合整流电路(20)的正输出端、输出滤波电容(Co)的一端和负载(Ro)的一端，无源整流电路(20)的负输出端连接混合整流电路(30)的负输出端、输出滤波电容(Co)的另一端和负载(Ro)的另一端。
2.根据权利要求1所述的双变压器变绕组隔离变换器，其特征在于：所述无源整流电路(20)是全桥整流电路、中心抽头整流电路或倍压整流电路中的任意一种。
3.根据权利要求1所述的双变压器变绕组隔离变换器，其特征在于：所述混合整流电路(30)由第一开关管(S1)、第二开关管(S2)、第一二极管(D1)和第二二极管(D2)构成；
所述第一开关管(S1)、第二开关管(S2)、第一二极管(D1)和第二二极管(D2)的连接方式有如下两种可选方式：
(1)所述第一开关管(S1)的漏极连接第一二极管(D1)的阴极，第一开关管(S1)的漏极和第一二极管(D1)的阴极作为该混合整流电路(30)的正输出端，第一开关管(S1)的源极连接第二开关管(S2)的漏极，第一开关管(S1)的源极和第二开关管(S2)的漏极作为该混合整流电路(30)的一个输入端，第一二极管(D1)的阳极连接第二二极管(D2)的阴极，第一二极管(D1)的阳极和第二二极管(D2)的阴极作为该混合整流电路(30)的另一个输入端，第二二极管(D2)的阳极连接第二开关管(S2)的源极，第二二极管(D2)的阳极和第二开关管(S2)的源极作为该混合整流电路(30)的负输出端；
(2)所述第一二极管(D1)的阴极连接第二二极管(D2)的阴极，第一二极管(D1)的阴极和第二二极管(D2)的阴极作为该混合整流电路(30)的正输出端，第一二极管(D1)的阳极连接第一开关管(S1)的漏极，第一二极管(D1)的阳极和第一开关管(S1)的漏极作为该混合整流电路(30)的一个输入端，第二二极管(D2)的阳极连接第二二极管(S2)的漏极，第二二极管(D2)的阳极和第二二极管(S2)的漏极作为该混合整流电路(30)的另一个输入端，第一二极管(S1)的源极连接第二二极管(S2)的源极，第一二极管(S1)的源极和第二二极管(S2)的源极作为该混合整流电路(30)的负输出端。
4.根据权利要求1所述的双变压器变绕组隔离变换器，其特征在于：所述混合整流电路(30)由第一开关管(S1)、第二开关管(S2)、第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、第一电容(C1)和第二电容(C2)构成；
所述第一开关管(S1)的漏极连接第一二极管(D1)的阳极和第二二极管(D2)的阴极，第一开关管(S1)的漏极、第一二极管(D1)的阳极和第二二极管(D2)的阴极作为该混合整流电路(30)的一个输入端，第一开关管(S1)的源极连接第二开关管(S2)的源极，第二开关管(S2)的漏极连接第一电容(C1)的一端和第二电容(C2)的一端，第二开关管(S2)的漏极、第一电容(C1)的一端和第二电容(C2)的一端作为该混合整流电路(30)的另一个输入端，第一二极管(D1)的阴极连接第一电容(C1)的另一端，第一二极管(D1)的阴极和第一电容(C1)的另一端作为该混合整流电路(30)的正输出端，第二二极管(D2)的阳极连接第二电容(C2)的另一端，第二二极管(D2)的阳极和第二电容(C2)的另一端作为该混合整流电路(30)的负输出端。
5.根据权利要求1所述的双变压器变绕组隔离变换器，其特征在于：所述高频无源网络(10)包含一个电感，该电感的两端即为该高频无源网络(10)的两端。
6.根据权利要求1所述的双变压器变绕组隔离变换器，其特征在于：所述高频无源网络(10)包含一个电感和一个电容，其中电容的一端与电感的一端相连，电感的另一端作为该高频无源网络(10)的一端，电容的另一端作为该高频无源网络(10)的另一端。
7.根据权利要求1所述的双变压器变绕组隔离变换器，其特征在于：所述第一主电感(Lm1)可以部分或全部由第一变压器(T1)的激磁电感代替，所述第二主电感(Lm2)可以部分或全部由第二变压器(T2)的激磁电感代替。
8.一种基于权利要求1至权利要求7所述的双变压器变绕组隔离变换器的控制方法，其特征在于：混合整流电路(30)中第一开关管(S1)和第二开关管(S2)占空比大小相等且互补导通，且第一开关管(S1)和第二开关管(S2)的开关频率与高频矩形波电压源(uP)的频率相同，通过控制第一开关管(S1)和第二开关管(S2)使得第二变压器(T2)副边绕组(NS2)周期性短路，且每个开关周期内第二变压器(T2)副边绕组(NS2)被短路的时间长短通过控制第一开关管(S1)和第二开关管(S2)开通时刻相对于高频矩形波电压源(uP)的相位来调整，以此实现该双变压器变绕组隔离变换器输出电压和功率的调节。
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