CN104201900A - 一种谐振变换器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种谐振变换器及其控制方法，属于电力电子变换器技术领域。该变换器由两个高频矩形波电压源(uP1、uP2)、两个谐振电感(Lr1、Lr2)、两个谐振电容(Cr1、Cr2)、两个主电感(Lm1、Lm2)、两个变压器(T1、T2)、六个二极管(D1～D6)、输出滤波电容(Co)和负载(Ro)构成，两个高频矩形波电压源的频率和脉冲宽度相同、且频率固定，通过两个高频矩形波电压源之间的移相控制实现输出电压的调节；本发明变换器中由谐振电感、谐振电容和主电感形成的两个谐振网络始终工作在固定频率，控制简单、易于实现；变换器能够在全电压和负载范围内实现所有开关管和二极管的软开关，实现高频、高效率功率变换，有效减小电感和变压器的体积，实现高功率密度。

Description

一种谐振变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及一种谐振变换器及其控制方法，属于电力电子变换器技术领域。
背景技术
隔离型变换器适用于输入输出要求电气隔离的应用场合，在新能源发电、工业、民用、航空航天等各个领域具有广泛的应用。
传统的隔离型直流变换器，例如正激变换器、反激变换器、推挽变换器、半桥变换器、全桥变换器等虽然能够实现电气隔离的功率变换，但普遍存在以下问题：开关器件的电压应力高，特别是变换器副边整流二极管的电压应力远高于输出电压；变压器漏感引起的开关器件的电压尖峰和震荡，进一步加剧了开关器件的应力、降低了可靠性和效率。此外，传统的直流变换器通常不能实现开关管的软开关，限制了变换器的效率。虽然全桥变换器通过采用移相控制可以在特定负载和输入输出电压条件下实现软开关，但是其代价是增加了变换器的导通损耗，特别是漏感引起的环流损耗，当输入电压降低时，环流损耗将急剧增加，此外，移相全桥变换器在轻载时也无法实现软开关。
谐振类变换器以其出色的软开关性能而在近年获得了广泛的关注与研究，LLC谐振变换器是其中最具代表性的一种。LLC谐振变换器能够在整个电压和负载范围内实现所有开关管和二极管的软开关，特别适合高频、高功率密度功率变换。然而，LLC谐振变换器需要通过改变开关频率来实现输出电压的调节，当负载或输入电压波动时，开关频率需要在很宽范围内变化，这给变换器的分析、设计和实现，特别是磁性器件的优化设计和实现都带来了极大困难和挑战，而变频控制的实现也较常规的定频控制复杂的多，对变换器的建模分析等也造成了很大困难。
发明内容
本发明针对现有技术的不足，提供一种能够工作于固定开关频率的谐振变换器及其控制方法。
为了实现上述目的，本发明通过采用改进的电路结构将两个传统的LLC谐振变换器加以组合，其中每个LLC谐振变换器都工作在固定的开关频率，且开关频率等于谐振网络的谐振频率，通过两个LLC谐振变换器之间的移相控制实现输出电压的连续调节，从而不需要改变LLC谐振变换器的开关频率，非常利于在固定频率点实现变换器的优化设计。
本发明采用以下技术方案：
所述谐振变换器由第一高频矩形波电压源(uP1)、第二高频矩形波电压源(uP2)、第一谐振电感(Lr1)、第二谐振电感(Lr2)、第一谐振电容(Cr1)、第二谐振电容(Cr2)、第一主电感(Lm1)、第二主电感(Lm2)、第一变压器(T1)、第二变压器(T2)、第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、第三二极管(D3)、第四二极管(D4)、第五二极管(D5)、第六二极管(D6)、输出滤波电容(Co)和负载(Ro)构成，其中第一变压器(T1)包括第一原边绕组(NP1)和第一副边绕组(NS1)，第二变压器(T2)包括第二原边绕组(NP2)和第二副边绕组(NS2)；所述第一高频矩形波电压源(uP1)的一端连接第一谐振电感(Lr1)的一端，第一谐振电感(Lr1)的另一端连接第一谐振电容(Cr1)的一端，第一谐振电容(Cr1)的另一端连接第一主电感(Lm1)的一端和第一变压器(T1)第一原边绕组(NP1)的同名端，第一变压器(T1)第一原边绕组(NP1)的非同名端连接第一主电感(Lm1)的另一端和第一高频矩形波电压源(uP1)的另一端；所述第二高频矩形波电压源(uP2)的一端连接第二谐振电感(Lr2)的一端，第二谐振电感(Lr2)的另一端连接第二谐振电容(Cr2)的一端，第二谐振电容(Cr2)的另一端连接第二主电感(Lm2)的一端和第二变压器(T2)第二原边绕组(NP2)的非同名端，第二变压器(T2)第二原边绕组(NP2)的同名端连接第二主电感(Lm2)的另一端和第二高频矩形波电压源(uP2)的另一端；所述第一变压器(T1)第一副边绕组(NS1)的同名端连接第一二极管(D1)的阳极和第二二极管(D2)的阴极，第一变压器(T1)第一副边绕组(NS1)的非同名端连接第二变压器(T2)第二副边绕组(NS2)的非同名端、第三二极管(D3)的阳极和第四二极管(D4)的阴极，第二变压器(T2)第二副边绕组(NS2)的同名端连接第五二极管(D5)的阳极和第六二极管(D6)的阴极，第一二极管(D1)的阴极连接第三二极管(D3)的阴极、第五二极管(D5)的阴极、输出滤波电容(Co)的一端和负载(Ro)的一端，输出滤波电容(Co)的另一端连接负载(Ro)的另一端、第二二极管(D2)的阳极、第四二极管(D4)的阳极和第六二极管(D6)的阳极。
所述谐振变换器中的第一谐振电感(Lr1)可以部分或全部由第一变压器(T1)的漏感代替，所述第一主电感(Lm1)可以由第一变压器(T1)的激磁电感代替，所述第二谐振电感(Lr2)可以部分或全部由第二变压器(T2)的漏感代替，所述第二主电感(Lm2)可以由第二变压器(T2)的激磁电感代替。
所述谐振变换器中的第一高频矩形波电压源(uP1)和第二高频矩形波电压源(uP2)可以为全桥、半桥等电路拓扑结构。
所述谐振变换器中的第一高频矩形波电压源(uP1)和第二高频矩形波电压源(uP2)的频率、脉冲宽度完全相同，且第一高频矩形波电压源(uP1)和第二高频矩形波电压源(uP2)的频率固定，通过调节第一高频矩形波电压源(uP1)和第二高频矩形波电压源(uP2)的相位实现输出电压的控制。
本发明具有如下技术效果：
(1)所有开关管、二极管能够在全电压范围和全负载范围内实现软开关，变换效率高；
(2)谐振网络始终工作在固定频率，设计和实现简单，便于优化设计；
(3)原边采用并联结构，原边器件、谐振网络和变压器电流应力低，适合中大功率场合应用。
附图说明
附图1是本发明谐振变换器的电路原理图；
附图2是本发明谐振变换器中的高频矩形波电压源采用半桥电路拓扑实现时的电路原理图；
附图3是本发明谐振变换器中的高频矩形波电压源采用全桥电路拓扑实现时的电路原理图；
附图4～附图7分别是本发明谐振变换器在能量传输模式1～能量传输模式4的等效电路图；
以上附图中的符号名称：uP1和uP2分别为第一和第二高频矩形波电压源；Lr1和Lr2分别为第一和第二谐振电感；Cr1和Cr2分别为第一和第二谐振电容；Lm1和Lm2分别为第一和第二主电感；T1和T2分别为第一和第二变压器；NP1和NP2分比为第一和第二原边绕组；NS1和NS2分别为第一和第二副边绕组；D1、D2、D3、D4、D5和D6分别为第一、第二、第三、第四、第五和第六二极管；Co为输出滤波电容；Ro为负载；Uo为输出电压；S1～S8为开关管；Uin为直流电压源。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明的技术方案进行详细说明。
如附图1所示，本发明所述谐振变换器由第一高频矩形波电压源(uP1)、第二高频矩形波电压源(uP2)、第一谐振电感(Lr1)、第二谐振电感(Lr2)、第一谐振电容(Cr1)、第二谐振电容(Cr2)、第一主电感(Lm1)、第二主电感(Lm2)、第一变压器(T1)、第二变压器(T2)、第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、第三二极管(D3)、第四二极管(D4)、第五二极管(D5)、第六二极管(D6)、输出滤波电容(Co)和负载(Ro)构成，其中第一变压器(T1)包括第一原边绕组(NP1)和第一副边绕组(NS1)，第二变压器(T2)包括第二原边绕组(NP2)和第二副边绕组(NS2)；所述第一高频矩形波电压源(uP1)的一端连接第一谐振电感(Lr1)的一端，第一谐振电感(Lr1)的另一端连接第一谐振电容(Cr1)的一端，第一谐振电容(Cr1)的另一端连接第一主电感(Lm1)的一端和第一变压器(T1)第一原边绕组(NP1)的同名端，第一变压器(T1)第一原边绕组(NP1)的非同名端连接第一主电感(Lm1)的另一端和第一高频矩形波电压源(uP1)的另一端；所述第二高频矩形波电压源(uP2)的一端连接第二谐振电感(Lr2)的一端，第二谐振电感(Lr2)的另一端连接第二谐振电容(Cr2)的一端，第二谐振电容(Cr2)的另一端连接第二主电感(Lm2)的一端和第二变压器(T2)第二原边绕组(NP2)的非同名端，第二变压器(T2)第二原边绕组(NP2)的同名端连接第二主电感(Lm2)的另一端和第二高频矩形波电压源(uP2)的另一端；所述第一变压器(T1)第一副边绕组(NS1)的同名端连接第一二极管(D1)的阳极和第二二极管(D2)的阴极，第一变压器(T1)第一副边绕组(NS1)的非同名端连接第二变压器(T2)第二副边绕组(NS2)的非同名端、第三二极管(D3)的阳极和第四二极管(D4)的阴极，第二变压器(T2)第二副边绕组(NS2)的同名端连接第五二极管(D5)的阳极和第六二极管(D6)的阴极，第一二极管(D1)的阴极连接第三二极管(D3)的阴极、第五二极管(D5)的阴极、输出滤波电容(Co)的一端和负载(Ro)的一端，输出滤波电容(Co)的另一端连接负载(Ro)的另一端、第二二极管(D2)的阳极、第四二极管(D4)的阳极和第六二极管(D6)的阳极。
本发明的基本思路是通过采用改进的电路结构将两个传统的LLC谐振变换器加以组合，其中每个LLC谐振变换器都工作在固定的开关频率，且开关频率等于谐振网络的谐振频率，通过两个LLC谐振变换器之间的移相控制实现输出电压的连续调节，从而不需要改变LLC谐振变换器的开关频率，非常利于在固定频率点实现变换器的优化设计。基于上述思路和附图1可知，附图1中的第一谐振电感(Lr1)、第一谐振电容(Cr1)、第一主电感(Lm1)构成了一个LLC谐振网络，第二谐振电感(Lr2)、第二谐振电容(Cr2)和第二主电感(Lm2)构成了另外一个LLC谐振网络，两个谐振网络分别由两个高频矩形波电压源(uP1、uP2)激励。两个高频矩形波电压源(uP1、uP2)的频率相同且固定，可设置为LLC谐振网络的谐振频率，所以两个谐振网络都可以工作在最佳谐振点。但此时每个谐振网络的输出电压是不受控的，因此在本发明中进一步通过调节两个高频矩形波电压源(uP1、uP2)的相位来实现输出电压的控制。
在具体实施时，高频矩形波电压源有多种可能的实现方式，例如，可以采用半桥或全桥电路拓扑实现。
附图2给出了本发明谐振变换器中的高频矩形波电压源采用半桥电路拓扑实现时的电路图。图中共用了四个开关管(S1～S4)和一个直流电压源(Uin)，其中直流电压源Uin和开关管S1、S2构成一个半桥电路，用来实现第一高频矩形波电压源(uP1)，直流电压源Uin和开关管S3、S4构成另外一个半桥电路，用来实现第二高频矩形波电压源(uP2)。在附图2中，所有四个开关管的占空比都固定为0.5，其中开关管S1和S2互补导通，开关管S3和S4互补导通，通过调整开关管S1和S3的开通时刻就能够等效调节两个高频矩形波电压源的相位差，从而实现输出电压的控制。
附图3给出了本发明谐振变换器中的高频矩形波电压源采用全桥电路拓扑实现时的电路图。图中共用了八个开关管(S1～S8)和一个直流电压源(Uin)，其中直流电压源Uin和开关管S1～S4构成一个全桥电路，用来实现第一高频矩形波电压源(uP1)，直流电压源Uin和开关管S5～S8构成另外一个全桥电路，用来实现第二高频矩形波电压源(uP2)。在附图3中，所有八个开关管的占空比都固定为0.5，其中开关管S1和S2互补导通，开关管S3和S4互补导通，开关管S5和S6互补导通，开关管S7和S8互补导通，开关管S1和S4同时导通、同时关断，开关管S2和S3同时导通、同时关断，开关管S5和S8同时导通、同时关断，开关管S6和S7同时导通、同时关断，通过调整开关管S1和S5的开通时刻就能够等效调节两个高频矩形波电压源的相位差，从而实现输出电压的控制。
下面以附图2所示的采用半桥电路拓扑实现高频矩形波电压源的谐振变换器为例，简要说明其具体工作原理。为了简化分析，假设两个变压器T1和T2的参数完全相同，且两个变压器的原副边绕组匝数都相等，并假设开关频率就等于谐振电容和谐振电感的谐振频率。
对于附图2所示的谐振变换器，共有四种能量传输模式。
能量传输模式1：开关管S1和S3同时导通，此时两个变压器的副边绕组等效为并联结构，等效电路如附图4。
能量传输模式2：开关管S2和S4同时导通，此时两个变压器的副边绕组也等效为并联结构，等效电路如附图5。
能量传输模式3：开关管S1和S4同时导通，此时两个变压器的副边绕组等效为串联结构，等效电路如附图6。
能量传输模式4：开关管S2和S3同时导通，此时两个变压器的副边绕组也等效为串联结构，等效电路如附图7。
假如开关管S1和S3始终同时导通、同时关断，则等效于两个高频矩形波电压源始终同相，即相位差为0，此时变换器只能工作于能量传输模式1和能量传输模式2两种模式。在两种模式下两个变压器的副边绕组始终等效为并联连接，而当开关频率等于谐振网络的谐振频率时，每个半桥谐振网络的等效增益都为0.5，因此，在这种工作方式下变换器的最终电压增益即等于0.5。
假如开关管S1和S4始终同时导通、同时关断，即开关管S1和S3驱动信号反相，则等效于两个高频矩形波电压源始终反相，也即相位差为180°，此时变换器只能工作于能量传输模式3和能量传输模式4两种模式。在两种模式下两个变压器的副边绕组始终等效为串联连接，而当开关频率等于谐振网络的谐振频率时，每个半桥谐振网络的等效增益都为0.5，因此，在这种工作方式下变换器的最终电压增益即等于1。
若通过调节开关管S1和S3的开通时刻，使得两个高频矩形波电压源的相位差从0到180°之间连续变化，则可以实现在一个开关周期内变换器的四种能量传输模式工作时间长短的调节，则两个变压器副边绕组可以在串联和并联两种模式下工作，且串联工作模式和并联工作模式的时间长短也能通过两个高频矩形波电压源的相位差来调节，进而可以使得等效输出电压增益在0.5到1之间连续调节，即实现了输出电压的控制。
以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

Claims (4)

1.一种谐振变换器，其特征在于：所述谐振变换器由第一高频矩形波电压源(uP1)、第二高频矩形波电压源(uP2)、第一谐振电感(Lr1)、第二谐振电感(Lr2)、第一谐振电容(Cr1)、第二谐振电容(Cr2)、第一主电感(Lm1)、第二主电感(Lm2)、第一变压器(T1)、第二变压器(T2)、第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、第三二极管(D3)、第四二极管(D4)、第五二极管(D5)、第六二极管(D6)、输出滤波电容(Co)和负载(Ro)构成，其中第一变压器(T1)包括第一原边绕组(NP1)和第一副边绕组(NS1)，第二变压器(T2)包括第二原边绕组(NP2)和第二副边绕组(NS2)；
所述第一高频矩形波电压源(uP1)的一端连接第一谐振电感(Lr1)的一端，第一谐振电感(Lr1)的另一端连接第一谐振电容(Cr1)的一端，第一谐振电容(Cr1)的另一端连接第一主电感(Lm1)的一端和第一变压器(T1)第一原边绕组(NP1)的同名端，第一变压器(T1)第一原边绕组(NP1)的非同名端连接第一主电感(Lm1)的另一端和第一高频矩形波电压源(uP1)的另一端；
所述第二高频矩形波电压源(uP2)的一端连接第二谐振电感(Lr2)的一端，第二谐振电感(Lr2)的另一端连接第二谐振电容(Cr2)的一端，第二谐振电容(Cr2)的另一端连接第二主电感(Lm2)的一端和第二变压器(T2)第二原边绕组(NP2)的非同名端，第二变压器(T2)第二原边绕组(NP2)的同名端连接第二主电感(Lm2)的另一端和第二高频矩形波电压源(uP2)的另一端；
所述第一变压器(T1)第一副边绕组(NS1)的同名端连接第一二极管(D1)的阳极和第二二极管(D2)的阴极，第一变压器(T1)第一副边绕组(NS1)的非同名端连接第二变压器(T2)第二副边绕组(NS2)的非同名端、第三二极管(D3)的阳极和第四二极管(D4)的阴极，第二变压器(T2)第二副边绕组(NS2)的同名端连接第五二极管(D5)的阳极和第六二极管(D6)的阴极，第一二极管(D1)的阴极连接第三二极管(D3)的阴极、第五二极管(D5)的阴极、输出滤波电容(Co)的一端和负载(Ro)的一端，输出滤波电容(Co)的另一端连接负载(Ro)的另一端、第二二极管(D2)的阳极、第四二极管(D4)的阳极和第六二极管(D6)的阳极。
2.一种基于权利要求1的谐振变换器，其特征在于：所述第一谐振电感(Lr1)可以部分或全部由第一变压器(T1)的漏感代替，所述第一主电感(Lm1)可以由第一变压器(T1)的激磁电感代替，所述第二谐振电感(Lr2)可以部分或全部由第二变压器(T2)的漏感代替，所述第二主电感(Lm2)可以由第二变压器(T2)的激磁电感代替。
3.一种基于权利要求1所述的谐振变换器，其特征在于：所述第一高频矩形波电压源(uP1)和第二高频矩形波电压源(uP2)可以为全桥、半桥等电路拓扑结构。
4.一种基于权利要求1所述谐振变换器的控制方法，其特征在于：所述第一高频矩形波电压源(uP1)和第二高频矩形波电压源(uP2)的频率、脉冲宽度完全相同，且第一高频矩形波电压源(uP1)和第二高频矩形波电压源(uP2)的频率固定，通过调节第一高频矩形波电压源(uP1)和第二高频矩形波电压源(uP2)的相位实现输出电压的控制。
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