CN103441680A - 一种减小环流损耗的软开关全桥直流变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种减小环流损耗的软开关全桥直流变换器，包括直流电源V_in、第一逆变桥臂和第二逆变桥臂、耦合电感、整流电路、辅助电容、隔离变压器及滤波电路。本发明采用移相控制方式，由于原边加入了辅助耦合电感和辅助电容，副边加入辅助整流电路，该变换器在宽输入范围条件下都工作在较大的占空比状态，原边环流损耗小，原边所有开关管在全负载范围内实现零电压开关，且辅助网络的能量随负载的变化而自适应的变化，减小了重载时辅助网络带来的损耗，同时输出滤波电感电流纹波小，降低了输出噪声。

Description

一种减小环流损耗的软开关全桥直流变换器

技术领域

本发明涉及一种减小环流损耗的软开关全桥直流变换器。 

背景技术

目前很多标准都从节能的角度对电源效率提出了严格的要求，希望变换器在整个输入范围和负载范围内都能高效工作。零电压移相控制全桥变换器由于综合了PWM开关和谐振型开关的优点，在开关过程中，利用谐振技术实现零电压/零电流开关，开关过程结束后又回到普通的PWM状态，它同时具备了开关损耗小，通态损耗低及PWM调压等优点，因此在中大功率的直流变换场合受到广泛的青睐。 

传统的移相控制零电压开关全桥变换器在负载较轻时滞后臂会失去软开关，为此可以增加变压器漏感或串联谐振电感，但这会带来变压器二次侧占空比的丢失，导致需要减小变压器原副边匝比来补偿丢失的占空比，这使得效率降低。同时为了满足宽输入电压范围和掉电保持要求，变压器必须被设计补偿低输入电压时输出功率，因此原副边匝比小使得变换器在正常工作时的占空比小，增加原边环流时间，增大了副边寄生振荡峰值和输出纹波电流。而较宽的环流时间引起原边较大的环流损耗，大大降低了变换器在正常工作时的变换效率。为了解决原边环流损耗问题，Koo G B，Moon G W，and Youn M J，“New zero-voltage-switching phase-shift full-bridge converter with low conduction losses，”IEEE Transactions on Industrial Electronics，2005，52(1)：228-235提出了一种采用升压电容来减少环流电流的方法，如附图1所示，其电路简单，仅仅用一个无源元件使得环流损耗大大降低，但是原边环流的减小同时也影响了开关管的ZVS范围。Cho I，Cho K，Kim J，“A new phase shifted full bridge converter with maximum duty operation for server power system，”IEEE Transactions on Power Electronics，2011，26(12)：3491-3500公开了一种改变原边匝数来减小原边环流损耗的直流变换器，如附图2所示，使变换器工作在正常模式和掉电模式两种状态，有效的减小了原边环流损耗且控制简单，但是原边需要增加两个功率管，并且滞后管在掉电模式时电流应力大。 

发明内容

本发明的目的在于针对上述变换器所存在的技术缺陷提供一种减小环流损耗的软开关全桥直流变换器，该变换器不仅能够在宽输入范围内减小原边环流损耗，而且同时在全负载范围内实现原边开关管的软开关特性，提高了变换效率。 

本发明为实现上述目的，采用如下技术方案： 

本发明的一种减小环流损耗的软开关全桥直流变换器，包括直流电源、结构相同的第一逆变桥臂和第二逆变桥臂、隔离变压器、主整流电路以及滤波电路，其中每个逆变桥臂都包括二个开关管、二个体二极管和二个寄生电容，第一开关管的漏极分别与第一体二极管阴极、第一寄生电容的一端连接构成逆变桥臂的正输入端，第一开关管的源极分别与第一体二极管阳极、第一寄生电容的另一端、第二开关管的漏极、第二体二极管阴极、第二寄生电容的一端连接构成逆变桥臂的输出端，第二开关管的源极分别与第二体二极管阳极、第二寄生电容的另一端连接构成逆变桥臂的负输入端，直流电源的正极分别接第一逆变桥臂和第二逆变桥臂的正输入端，直流电源的负极分别接第一逆变桥臂和第二逆变桥臂的负输入端，隔离变压器原边绕组具有一中心抽头，其特征在于： 

还包括由辅助耦合电感、辅助电容、辅助整流电路构成的辅助网络；其中辅助耦合电感原边绕组的一端接第一逆变桥臂的输出端，另一端接隔离变压器原边绕组的一端，隔离变压器原边绕组的另一端接辅助耦合电感副边绕组中与耦合电感原边绕组接第一逆变桥臂的输出端是异名端的一端，而辅助耦合电感副边绕组的另一端接第二逆变桥臂的输出端，辅助电容的一端接隔离变压器的中心抽头，另一端接直流电源的负极，隔离变压器副边由相同匝数的主绕组N_s1、N_s2和相同匝数的辅助绕组N_s3、N_s4构成，绕组N_s1、N_s2的异名端串联，串联点连接到滤波电路的负端，绕组N_s1同名端和N_s3的异名端串联，绕组N_s2的异名端和N_s4的同名端串联，N_s1和N_s3的串联点以及N_s2和N_s4的串联点分别连接到主整流电路输入端，绕组N_s3另一端的同名端和N_s4另一端的异名端分别连接到辅助整流电路的输入端，主整流电路和辅助整流电路的输出端连接到滤波电路的正端。 

所述辅助整流电路中整流二极管(D_R4、D_R3)的阴极串联后连接到辅助开关管(Q₅)的漏极，二极管的阳极组成辅助整流电路的输入端，辅助开关管的源极构成辅助整流电路的输出端，所述辅助耦合电感原副边绕组匝比为1：1。 

本发明与原有技术相比的主要技术特点是，由于副边增加了辅助整流电路(7)，通过改变副边匝数使新型变换器在正常模式和掉电模式都工作在较大占空比，不仅环流阶段持续时间短，环流损耗小，控制电路简单，而且传统变换器的优势也被保持；同时由于原边加入了由辅助耦合电感(3)和辅助电容(6)组成的辅助网络，辅助耦合电感能量随着负载变化自适应调整，使得原边开关管在全负载范围内都能实现零电压关断，又由于辅助耦合电感的引入，使得原边漏感可以取得很小，因此副边整流输出电压振荡得到了很好的抑制，且副边几乎不存在占空比的丢失，同时滤波电感电流纹波减小，降低了导通损耗和输出噪声。 

附图说明

附图1是原边采用升压电容的移相全桥变换器电路结构示意图。 

附图2是改变原边匝数的移相全桥变换器电路结构示意图。 

附图3是本发明的一种减小环流损耗的软开关全桥直流变换器电路结构示意图。 

附图4是本发明的一种减小环流损耗的软开关全桥直流变换器中辅助耦合电感等效后的电路结构示意图。 

附图5是本发明的一种减小环流损耗的软开关全桥直流变换器正常工作模式下的稳态电路结构示意图。 

附图6是本发明的一种减小环流损耗的软开关全桥直流变换器掉电工作模式下的稳态电路结构示意图。 

附图7是本发明的一种减小环流损耗的软开关全桥直流变换器主要工作波形示意图。 

附图8～附图13是本发明的一种减小环流损耗的软开关全桥直流变换器的各开关模态示意图。 

上述附图中的主要符号名称：V_in、电源电压。Q₁～Q₆、功率开关管。C₁～C₆、寄生电容。D₁～D₆、体二极管。C_a、辅助电容。L_a、辅助耦合电感。T_r、隔离变压器。L_k、隔离变压器漏感。N_p1，N_p2、隔离变压器原边绕组。N_s1、N_s2、N_s3、N_s4隔离变压器副边绕组。L_r、串联谐振电感。L_m、激磁电感。D_R1、D_R2、D_R3、D_R4、输出整流二极管。v_rect、整流输出电压。L_f、滤波电感。C_f、滤波电容。R_Ld、负载。V_o、输出电压。v_AB、A与B两点间电压。v_AC、辅助耦合电感原边绕组A与C两点间电压。 

具体实施方式

下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明： 

附图3所示的是一种减小环流损耗的软开关全桥直流变换器电路结构示意图。由直流电源1、两个逆变桥臂2和4、辅助耦合电感3、隔离变压器5、辅助电容6、辅助整流电路7、主整流电路8及滤波电路9组成。Q₁～Q₅是五只功率开关管，D₁～D₄分别是开关管Q₁～Q₄的体二极管，C₁～C₄分别是开关管Q₁～Q₄的寄生电容，L_a是辅助耦合电感，C_a是辅助电容，T_r是隔离变压器，D_R1、D_R2、D_R3、D_R4是输出整流二极管，L_f是输出滤波电感，C_f是输出滤波电容，R_Ld为负载。其中L_a为匝比n_La＝1的耦合电感，而耦合电感类似于一个具有特定激磁电感的理想变压器，为了便于分析，可将附图3等效为附图4所示的电路。本变换器采用移相控制，开关管Q₄和Q₂分别滞后于开关管Q₁和Q₃一个相位，称开关管Q₁和Q₃组成的第一逆变桥臂为超前桥臂，开关管Q₂和Q₄组成的第二逆变桥臂则为滞后桥臂。辅助电容C_a的电压为输入电压V_in的一半，即v_Ca＝V_in/2，可视为一电压源。 

为了分析方便，下面以附图4所示的等效后的主电路结构，结合附图8～附图13叙述本发明的具体工作原理。由附图7可知整个变换器一个开关周期有12种开关模态，分别是[0-t₀]、[t₀-t₁]、[t₁-t₂]、[t₂-t₃]、[t₃-t₄]、[t₄-t₅]、[t₅-t₆]、[t₆-t₇]、[t₇-t₈]、[t₈-t₉]、[t₉-t₁₀]、[t₁₀-t₁₁]，其中，[0-t₅]为前半周期，[t₅-t₁₁]为后半周期。下面对各开关模态的工作情况进行具体分析。 

在分析之前，先作如下假设：①所有开关管和二极管均为理想器件；②滤波电感足够大，因此隔离变压器副边输出可等效为恒流源，辅助电容足够大，可视为恒压源，且电压为V_in/2，所有电感、电容均为理想元件；③C₁＝C₃＝C_lead，C₂＝C₄＝C_lag；④忽略耦合电感等效之后的漏感和隔离变压器的漏感。 

在正常工作模式时，移相门极驱动信号加在主功率管Q₁～Q₄上，辅助开关管Q₅没有驱动信号，只有主整流电路(8)工作，见附图(5)所示，此模式中原副边实际匝比为N_p∶N_s＝(N_p1+N_p2)∶N_s1，原边辅助耦合电感电压与隔离变压器电压互补，辅助能量使得原边开关管能在全负载范围内实现ZVS。当输入端掉电导致输入电压开始下降时，变换器转入掉电模式来维持输出功率，因此新型变换器正常工作模式时隔离变压器匝比可以设计较大，则占空比大，原边电流小；而传统移相全桥变换器为了使得低输入电压时满足输出功率要求变压器匝比设计较小，正常工作时原边占空比小，变换效率低。正常工作模 式时，新型变换器与传统变换器主要区别在于变压器匝比不一样，其他工作原理与传统变换器一样，这里就不再详细分析。 

在掉电模式时，原边功率管移相控制及其工作方式继续保持，但副边辅助管Q₅施加了驱动信号，辅助整流电路(7)开始工作，如附图(6)所示，此模式中变压器原副边实际匝比N_p∶N_s＝(N_p1+N_p2)∶(N_s1+N_s3)，因此与正常模式相比副边绕组电压幅值将增大，从而为在维持占空比不变的前提下调节输出电压创造了条件。下面对掉电模式下各开关模态的工作情况进行具体分析。 

1.开关模态1[0-t₀][对应于附图8] 

Q₁和Q₄导通，Q₂和Q₃截止，原边电流近似不变，i_p＝I_o/n(其中n为隔离变压器原副边匝比)，v_AB＝V_in，上整流二极管D_R3流过全部负载电流，D_R1、D_R2、D_R4截止，原边给负载供电。由于辅助电容电压稳定在V_in/2，辅助耦合电感原副边绕组电压均为零，辅助耦合电感等效励磁电感L_m两端电压为零，励磁电流i_m＝i_m(max)保持不变，同时超前桥臂电流i_p1和滞后桥臂电流i_p2也近似不变。i_m(t)、i_p1(t)、i_p2(t)及i_Ca(t)可表示为 

i_p1(t)＝i_p2(t)+i_Ca(t)   (1) 

i_p1(t)N_p1+i_p2(t)N_p2＝I₀N_s   (2) 

i_p1(t)＝i_p2(t)+i_m(t)   (3) 

从(1)～(3)式进一步可以得到桥臂电流与负载电流，励磁电感电流之间的关系如下： 

i_Ca(t)＝i_m(t)   (4) 

$i_{p1}\left(0\right)=i_p+\frac{i_{m\left(\max \right)}}{2}---\left(5\right)$

$i_{p2}\left(0\right)=i_p-\frac{i_{m\left(\max \right)}}{2}---\left(6\right)$

其中，i_p＝I₀N_s/2N_p1＝I₀/n为负载电流折算到变压器原边的等效电流，n＝N_P/N_s＝N_p/(N_s1+N_s3)为隔离变压器原副边匝比，i_m(max)为流过励磁电感的最大电流。 

2.开关模态2[t₀-t₁][对应于附图9] 

t₀时刻关断Q₁，桥臂电流i_p1从Q₁中转移到C₁和C₃支路中。在这个时段里，i_p1同时给C₁充电，给C₃放电，因此Q₁零电压关断。v_AB由V_in逐渐下降，v_rect也相应下降，由于耦合电感电压与隔离变压器原边电压互补，因此耦合电感电压v_AC向负方向逐渐上升。由 于辅助耦合电感的励磁电感与输出滤波电感均较大且此过程时间短，i_p1＝(i_p+i_m/2)可视为恒流源，因而v_AB、v_AC、v_rect均呈线性变化。直到t₁时刻，A点电位下降到零，Q₃功率管的反并联二极管导通。v_AB、v_rect下降到零，v_AC上升到-V_in/2，副边整流二极管D_R3流过全部负载电流。 

3.开关模态3[t₁-t₂][对应于附图10] 

由于二极管D₃导通，就可以零电压开通Q₃，Q₁和Q₃驱动信号之间的死区时间t_d(lead)＞t₀₁。此后变换器原边进入由二极管D₃和功率管Q₄组成的环流阶段。耦合电感的励磁电感L_m开始承受恒定值为V_in/2的负向电压，隔离变压器原副边电压为零，励磁电流i_m线性下降，在此模态中副边由D_R1、D_R3同时为负载续流，变压器原边电流i_p几乎保持不变，此过程中，励磁电感电流i_m(t)、i_p1(t)、i_p2(t)的关系表达式如下： 

$i_m\left(t\right)=i_{m\left(\max \right)}-\frac{V_{\mathrm{in}}}{2L_m}t---\left(7\right)$

i_p1(t)＝i_p+i_m(t)/2   (8) 

i_p2(t)＝i_p-i_m(t)/2   (9) 

因此超前桥臂电流i_p1线性下降，滞后桥臂电流i_p2线性增加。在t₂时刻，Q₄关断，励磁电感电流达到负方向最大值i_m(t₂)＝-i_m(max)，i_p1达到正向最小值，i_p2达到正向最大值，这一点恰恰有利于滞后臂开关管实现ZVS。 

4.开关模态4[t₂-t₃][对应于附图11] 

Q₄关断后，滞后桥臂电流i_p2从Q₄转移到上C₂和C₄，对C₂进行放电，同时对C₄充电，Q₄是零电压关断。B点电位逐渐上升，桥臂中点电压v_AB反向增加，辅助耦合电感电压v_AC逐渐下降，副边整流二极管D_R3迅速关断，此时隔离变压器副边整流二极管D_R1、D_R2同时导通为负载续流，隔离变压器原副边电压被箝位到零，桥臂中点电压v_AB全部加在变压器原边漏感上，此过程实际上是原边漏感和滞后臂功率管结电容谐振的过程，因此原边电流i_p开始下降，由于励磁电感较大且此过程时间短，因此励磁电流i_m可以看成恒流源与原边电流i_p一起对C₄和C₂充放电，桥臂电流i_p1、i_p2也都开始下降。在t₃时刻B点电位上升到输入电压V_in，辅助耦合电感电压v_AC下降到零，电容C₂上电压下降到零，Q₂的反并联二极管D₂导通。 

5.开关模态5[t₃-t₄][对应于附图12] 

由于D₂导通，就可以零电压开通Q₂，因此Q₂和Q₄驱动信号之间的死区时间t_d(lag)＞t₂₃， 此时D₂和D₃为原边电流提供通路。此模态中，变压器原副边电压仍然为零，输入电压V_in直接加在漏感上，原边电流线性下降，副边整流二极管D_R1和D_R2同时导通为负载续流，且流过D_R1的电流逐渐减少，流过D_R2的电流逐渐增大，在t₄时刻D_R1上的电流与D_R2流过的电流相等，变压器原边电流i_p下降到零，二极管D₂和D₃自然关断，桥臂电流i_p1、i_p2的值相等，都等于励磁电流一半即i_m(max)/2。 

6.开关模态6[t₄-t₅][对应于附图13] 

t₄时刻之后，i_p由正值过零且向负方向增加，此时Q₂和Q₃为原边电流提供通路，由于原边电流仍不足以提供负载电流，副边整流二极管D_R1和D_R2同时导通为负载续流，变压器原副边绕组电压仍然为零。加在漏感两端的电压仍是V_in，i_p反向线性增加，因此流过D_R1的电流逐渐减少，流过D_R2的电流逐渐增大。在t₅时刻原边电流i_p反向增大到i_p＝-I_o/n，原边能够向负载提供能量，则D_R1关断，D_R2流过全部负载电流。此刻，由于隔离变压器建立了反向电压，致使副边电流迅速从整流管D_R2换流到D_R4，该模态结束。此时隔离变压器的原边承受全部输入电压-V_in，副边整流输出电压v_rect＝V_in/n，桥臂电流i_p1(t)和i_p2(t)的关系表达式如下： 

i_p1(t₅)＝-i_p-i_m(max)/2   (10) 

i_p1(t₅)＝-i_p+i_m(max)/2   (11) 

t₅时刻之后，电源向负载传递功率，开始后半周期的工作，其工作情况与前半周期类似，因此不再多述。 

从以上的描述可以得知，本发明提出的一种减小环流损耗的软开关全桥直流变换器具有以下几方面的优点： 

1)由于增加辅助整流电路，变换器工作在正常模式和掉电模式两种状态，因此变换器在宽输入范围内都能满足输出要求且辅助开关管控制简单。 

2)变换器正常工作时隔离变压器匝比大，原边电流小，占空比大，环流时间短，因此原边环流损耗小，提高了变换效率。 

3)由于原边加入了耦合电感和辅助电容的辅助网络，且辅助网络能量随负载自适应调整，不仅可以减小辅助网络的损耗，而且可以采用很小的漏感就可以全负载范围内实现原边开关管的ZVS，因此副边几乎没有占空比丢失，这一点可以进一步优化变压器的匝比设计。 

Claims (2)

1.一种减小环流损耗的软开关全桥直流变换器，包括直流电源(1)、结构相同的第一逆变桥臂(2)和第二逆变桥臂(4)、隔离变压器(5)、主整流电路(8)以及滤波电路(9)，其中每个逆变桥臂都包括二个开关管、二个体二极管和二个寄生电容，第一开关管的漏极分别与第一体二极管阴极、第一寄生电容的一端连接构成逆变桥臂的正输入端，第一开关管的源极分别与第一体二极管阳极、第一寄生电容的另一端、第二开关管的漏极、第二体二极管阴极、第二寄生电容的一端连接构成逆变桥臂的输出端，第二开关管的源极分别与第二体二极管阳极、第二寄生电容的另一端连接构成逆变桥臂的负输入端，直流电源(1)的正极分别接第一逆变桥臂(2)和第二逆变桥臂(4)的正输入端，直流电源(1)的负极分别接第一逆变桥臂(2)和第二逆变桥臂(4)的负输入端，隔离变压器(5)原边绕组具有一中心抽头，其特征在于： 

还包括由辅助耦合电感(3)、辅助电容(6)、辅助整流电路(7)构成的辅助网络；其中辅助耦合电感(3)原边绕组的一端接第一逆变桥臂的输出端，另一端接隔离变压器(5)原边绕组的一端，隔离变压器原边绕组的另一端接辅助耦合电感副边绕组中与耦合电感原边绕组接第一逆变桥臂的输出端是异名端的一端，而辅助耦合电感副边绕组的另一端接第二逆变桥臂的输出端，辅助电容的一端接隔离变压器的中心抽头，另一端接直流电源(1)的负极，隔离变压器(5)副边由相同匝数的主绕组N_s1、N_s2和相同匝数的辅助绕组N_s3、N_s4构成，绕组N_s1、N_s2的异名端串联，串联点连接到滤波电路(9)的负端，绕组N_s1同名端和N_s3的异名端串联，绕组N_s2的异名端和N_s4的同名端串联，N_s1和N_s3的串联点以及N_s2和N_s4的串联点分别连接到主整流电路(8)输入端，绕组N_s3另一端的同名端和N_s4另一端的异名端分别连接到辅助整流电路(7)的输入端，主整流电路(8)和辅助整流电路(7)的输出端连接到滤波电路(9)的正端。 

2.如权利要求1所述的一种减小环流损耗的软开关全桥直流变换器，其特征在于，所述辅助整流电路(7)中整流二极管(D_R4、D_R3)的阴极串联后连接到辅助开关管(Q₅)的漏极，二极管的阳极组成辅助整流电路(7)的输入端，辅助开关管的源极构成辅助整流电路(7)的输出端，所述辅助耦合电感原副边绕组匝比为1：1。 

Images