CN112910260A - 一种dc-dc变换装置及其控制方法、开关电源 - Google Patents

一种dc-dc变换装置及其控制方法、开关电源 Download PDF

Info

Publication number
CN112910260A
CN112910260A CN202011581723.7A CN202011581723A CN112910260A CN 112910260 A CN112910260 A CN 112910260A CN 202011581723 A CN202011581723 A CN 202011581723A CN 112910260 A CN112910260 A CN 112910260A
Authority
CN
China
Prior art keywords
module
transformer
secondary side
converter
full
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202011581723.7A
Other languages
English (en)
Other versions
CN112910260B (zh
Inventor
黄红兵
霍星星
宋蒙恩
雷龙
方明占
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Gree Electric Appliances Inc of Zhuhai
Original Assignee
Gree Electric Appliances Inc of Zhuhai
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Gree Electric Appliances Inc of Zhuhai filed Critical Gree Electric Appliances Inc of Zhuhai
Priority to CN202011581723.7A priority Critical patent/CN112910260B/zh
Publication of CN112910260A publication Critical patent/CN112910260A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN112910260B publication Critical patent/CN112910260B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/3353—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having at least two simultaneously operating switches on the input side, e.g. "double forward" or "double (switched) flyback" converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明公开了一种DC‑DC变换装置及其控制方法、开关电源，该装置包括：DC‑DC变换器本体；其包括：变压器；在变压器的原边，设置有原边滤波模块和原边逆变模块；在变压器的副边，设置有副边整流模块和副边滤波模块；其中，原边滤波模块，对直流电源进行一次滤波，得到第一直流电；原边逆变模块，对第一直流电进行逆变，得到第一交流电；变压器，对第一交流电进行功率变换，得到第二交流电；副边整流模块，对第二交流电进行整流，得到第二直流电；副边滤波模块，对第二直流电进行滤波，得到第三直流电。该方案，通过避免同一桥臂中上下两个开关管在换流的过程中短路，以避免开关管损坏，降低了全桥DC‑DC变换器的开关损耗。

Description

一种DC-DC变换装置及其控制方法、开关电源
技术领域
本发明属于电源技术领域，具体涉及一种DC-DC变换装置及其控制方法、开关电源，尤其涉及一种电容缓冲式全桥DC-DC变换器装置及其控制方法、开关电源。
背景技术
DC-DC(即直流-直流)变换器装置在装备制造领域中拥有广泛的应用基础，更是整个设备工作的关键。
相关方案中，全桥DC-DC变换器中与主开关管相并联的电容，一直是作为主开关管的寄生电容而存在，并没有作为一个独立的器件参与到工作过程中。这种全桥DC-DC变换器，存在一些问题，比如：同一桥臂中上下两个开关管在换流的过程中有可能发生短暂的同时导通而形成短路，造成开关管损坏。
上述内容仅用于辅助理解本发明的技术方案，并不代表承认上述内容是现有技术。
发明内容
本发明的目的在于，提供一种DC-DC变换装置及其控制方法、开关电源，以解决全桥DC-DC变换器中与主开关管相并联的电容仅作为主开关管的寄生电容，在同一桥臂中上下两个开关管在换流的过程中短路时会造成开关管损坏，增加了全桥DC-DC变换器的开关损耗的问题，达到通过避免同一桥臂中上下两个开关管在换流的过程中短路，以避免开关管损坏，降低了全桥DC-DC变换器的开关损耗的效果。
本发明提供一种DC-DC变换装置，包括：DC-DC变换器本体；所述DC-DC变换器本体，包括：变压器；在所述变压器的原边，设置有原边滤波模块和原边逆变模块；在所述变压器的副边，设置有副边整流模块和副边滤波模块；其中，所述原边滤波模块，被配置为对直流电源进行一次滤波，得到第一直流电；所述原边逆变模块，被配置为对所述第一直流电进行逆变，得到第一交流电；所述变压器，被配置为对所述第一交流电进行功率变换，得到第二交流电；所述副边整流模块，被配置为对所述第二交流电进行整流，得到第二直流电；所述副边滤波模块，被配置为对所述第二直流电进行二次滤波，得到第三直流电。
在一些实施方式中，所述原边滤波模块，包括：电容模块；所述电容模块与直流电源并联。
在一些实施方式中，所述原边逆变模块，包括：全桥逆变模块；所述全桥逆变模块，包括：第一开关管模块、第二开关管模块、第三开关管模块和第四开关管模块；在所述第一开关管模块至所述第四开关管模块中，每个开关管模块，包括：主开关管，续流二极管，以及缓冲电容；其中，所述续流二极管和所述缓冲电容，并联设置在所述主开关管的两端。
在一些实施方式中，在所述变压器的原边，还设置有谐振电感和隔直电容；所述谐振电感，连接在所述变压器的原边的同名端、以及所述第一开关管模块和所述第四开关管模块的公共端之间；所述隔直电容，连接在所述变压器的原边的异名端与所述第二开关管模块和所述第三开关管模块之间。
在一些实施方式中，所述副边整流模块，包括：全波整流模块；所述全波整流模块，包括：第一整流二极管和第二整流二极管；所述第一整流二极管的阴极连接在所述变压器的副边的第一绕组的异名端，所述第二整流二极管的阴极连接在所述变压器的副边的第二绕组的同名端，所述第一整流二极管的阳极与所述第二整流二极管的阳极连接；所述变压器的副边的第一绕组的同名端与所述变压器的副边的第二绕组的异名端，作为所述变压器的副边的中心抽头。
在一些实施方式中，所述副边滤波模块，包括：副边滤波电感和副边电容；所述副本滤波电感，设置在所述变压器的副边的中心抽头上；所述副边电容，并联在所述变压器的副边的输出端。
在一些实施方式中，所述DC-DC变换器本体，为全桥LLC谐振式DC-DC变换器本体。
与上述装置相匹配，本发明再一方面提供一种开关电源，包括：以上所述的DC-DC变换装置。
与上述开关电源相匹配，本发明再一方面提供一种DC-DC变换装置的控制方法，包括：采用死区移相控制方式，确定所述DC-DC变换装置中开关管模块的死区时间和移相角；根据所述死区时间，确定所述DC-DC变化装置中开关管模块的占空比。
在一些实施方式中，采用死区移相控制方式，确定所述DC-DC变换装置中开关管模块的死区时间，包括：根据公式(1)，确定所述DC-DC变换装置中开关管模块的死区时间：
KThs＝t2-t0≤MThs＝t3-t0≤K0Ths＝t4-t0 (1)；
其中，Ths是半个开关周期；死区系数M＝Td/Ths，Td是设定的死区时间；电容缓冲系数K＝Tc/Ths，Tc是缓冲电容能量交换的时间；K0是谐振电感电流过零点系数，t2、t0、t3、t0、t4是控制时间点。
根据公式(2)，确定所述DC-DC变换装置中开关管模块的移相角：
在考虑临界条件的情况下，认为K＝M＝K0，通过计算能够得到处于临界状态下的临界值Kmax：
Figure BDA0002866058480000031
其中，ωs为高频三角波频率，ω0为谐振频率，fs为开关频率，L为谐振电感，C为缓冲电容。
根据公式(2)，在正常情况下，需要两路脉冲的移相角大于其临界值Kmax，根据公式(1)确定死区时间，用来满足DC-DC变换装置的全软开关运行状态。
由此，本发明的方案，通过针对全桥DC-DC变换器(如全桥LLC谐振式DC-DC变换器)，去掉全桥DC-DC变换器本体中与变压器原边绕组并联的原边励磁电感，并在变压器副边绕组的中心抽头上设置副边滤波电感，通过滤波电感与副边电容构成LC滤波器，对变压器副边二次整流后的直流电压进行二次滤波，以减小纹波，减小全桥DC-DC变换器本体中开关管的通态开关损耗，从而，能够避免同一桥臂中上下两个开关管在换流的过程中短路，以避免开关管损坏，降低了全桥DC-DC变换器的开关损耗。
本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。
下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
附图说明
图1为本发明的DC-DC变换装置的一实施例的结构示意图；
图2为电容缓冲式全桥DC-DC变换器装置的一实施例的结构示意图；
图3为电容缓冲式全桥DC-DC变换器的死区移相控制的一实施方式的波形示意图；
图4为电容缓冲式全桥DC-DC变换器的第一工作模态的一实施例的结构示意图；
图5为电容缓冲式全桥DC-DC变换器的第二工作模态的一实施例的结构示意图；
图6为电容缓冲式全桥DC-DC变换器的第三工作模态的一实施例的结构示意图；
图7为电容缓冲式全桥DC-DC变换器的第四工作模态的一实施例的结构示意图；
图8为电容缓冲式全桥DC-DC变换器的第五工作模态的一实施例的结构示意图；
图9为电容缓冲式全桥DC-DC变换器的第六工作模态的一实施例的结构示意图；
图10为电容缓冲式全桥DC～DC变换器的一实施例的主电路拓扑结构示意图；
图11为本发明的控制方法的一实施例的流程示意图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明具体实施例及相应的附图对本发明技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
根据本发明的实施例，提供了一种DC-DC变换装置。参见图1所示本发明的装置的一实施例的结构示意图。该DC-DC变换装置可以包括：DC-DC变换器本体。所述DC-DC变换器本体，包括：变压器。在所述变压器的原边，设置有原边滤波模块和原边逆变模块。在所述变压器的副边，设置有副边整流模块和副边滤波模块。
其中，所述原边滤波模块，被配置为对直流电源进行一次滤波，得到第一直流电。
在一些实施方式中，所述原边滤波模块，包括：电容模块(如一次滤波电容C)。所述电容模块与直流电源并联。
所述原边逆变模块，被配置为对所述第一直流电进行逆变，得到第一交流电。
在一些实施方式中，所述原边逆变模块，包括：全桥逆变模块。所述全桥逆变模块，包括：第一开关管模块、第二开关管模块、第三开关管模块和第四开关管模块。在所述第一开关管模块至所述第四开关管模块中，每个开关管模块，包括：主开关管(如电路主开关管S1、S2、S3、S4)，续流二极管(如与主开关管反并联的续流二极管VD1、VD2、VD3、VD4)，以及缓冲电容(如包含有开关管自身寄生电容的缓冲电容C1、C2、C3、C4)。
其中，所述续流二极管和所述缓冲电容，并联设置在所述主开关管的两端，如并联在MOS管的源极与漏极之间、三极管的集电极和发射极之间、IGBT的集电极和发射极之间等。
由此，通过采用一定数值的缓冲电容，有效抑制了高频链路中电压转换时的电压上升率du/dt，解决了高频变压器产生的偏磁问题，提高了变换器的整体效率。
在一些实施方式中，在所述变压器的原边，还设置有谐振电感(如谐振电感Lr)和隔直电容(如隔直电容Cb)。所述谐振电感，连接在所述变压器的原边的同名端、以及所述第一开关管模块和所述第四开关管模块的公共端之间。所述隔直电容，连接在所述变压器的原边的异名端与所述第二开关管模块和所述第三开关管模块之间。
具体地，Lr为谐振电感(包含高频变压器T的漏感和串联的电感)，Cb是隔直电容，用来阻断高频变压器T的原边电路中产生的电流直流分量。
由此，通过研究具备一定数值的缓冲电容不仅可以有效抑制高频变压器工作过程中产生的电压上升率du/dt，降低对变压器绝缘保护的损害。而且通过在高频变压器原边增加隔直电容，采用死区移相控制方法实现电路中开关器件的零电压(ZVS)关断与零电压零电流(ZVZCS)导通，保证系统运行在全软开关状态，大大降低了系统的开关损耗。
所述变压器，被配置为对所述第一交流电进行功率变换，得到第二交流电。
所述副边整流模块，被配置为对所述第二交流电进行整流，得到第二直流电。
在一些实施方式中，所述副边整流模块，包括：全波整流模块。所述全波整流模块，包括：第一整流二极管(如整流二极管D1)和第二整流二极管(如整流二极管D2)。所述第一整流二极管的阴极连接在所述变压器的副边的第一绕组的异名端，所述第二整流二极管的阴极连接在所述变压器的副边的第二绕组的同名端，所述第一整流二极管的阳极与所述第二整流二极管的阳极连接。所述变压器的副边的第一绕组的同名端与所述变压器的副边的第二绕组的异名端，作为所述变压器的副边的中心抽头。
具体地，高频变压器T的副边采用变压器带中心抽头的全波整流电路，D1、D2为整流二极管。
所述副边滤波模块，被配置为对所述第二直流电进行二次滤波，得到第三直流电，以将第三直流电输出至负载。
由此，通过在变压器副边设置副边滤波模块，作为二次滤波模块，能够降低系统的通态损耗，减小输出电流纹波，提高了变换器装置(即全桥DC-DC变换器)的整体效率。
在一些实施方式中，所述副边滤波模块，包括：副边滤波电感(如电感L0)和副边电容(如电容C0)。所述副本滤波电感，设置在所述变压器的副边的中心抽头上。所述副本电容，并联在所述变压器的副边的输出端。
具体地，电感L0、电容C0组合成了LC滤波电路，输出电压经过LC滤波电路给负载RL提供稳定的直流电压U0。
在一些实施方式中，所述DC-DC变换器本体，为全桥LLC谐振式DC-DC变换器本体。
经大量的试验验证，采用本发明的技术方案，通过针对全桥DC-DC变换器(如全桥LLC谐振式DC-DC变换器)，去掉全桥DC-DC变换器本体中与变压器原边绕组并联的原边励磁电感，并在变压器副边绕组的中心抽头上设置副边滤波电感，通过副边滤波电感与副边电容构成LC滤波器，对变压器副边二次整流后的直流电压进行二次滤波，以减小纹波，减小全桥DC-DC变换器本体中开关管的通态开关损耗，从而，能够避免同一桥臂中上下两个开关管在换流的过程中短路，以避免开关管损坏，降低了全桥DC-DC变换器的开关损耗。
根据本发明的实施例，还提供了对应于DC-DC变换装置的一种开关电源。该开关电源可以包括：以上所述的DC-DC变换装置。
相关方案中，全桥DC-DC变换器的控制方法，多采用移相PWM控制方法，即为通过控制设定相位(如导通角α)的大小来改变开关管导通的脉冲宽度，进而调节输出电压值。这种全桥DC-DC变换器的控制方法，也存在一些问题，比如：单一的移相PWM控制方法会造成较大的原边环流，占空比丢失严重，无法保证四只开关管处于全软开关状态，损耗增加等问题。
在一些实施方式中，本发明的方案，提供一种新型电容缓冲式全桥DC-DC变换器装置及其控制方法，通过研究具备一定数值的缓冲电容不仅可以有效抑制高频变压器工作过程中产生的电压上升率du/dt，降低对变压器绝缘保护的损害；而且通过在高频变压器原边增加隔直电容，采用死区移相控制方法实现电路中开关器件的零电压(ZVS)关断与零电压零电流(ZVZCS)导通，保证系统运行在全软开关状态，大大降低了系统的开关损耗。
具体地，本发明的方案，通过采用一定数值的缓冲电容，有效抑制了高频链路中电压转换时的电压上升率du/dt，解决了高频变压器产生的偏磁问题，提高了变换器的整体效率。
本发明的方案，通过采取了死区移相控制方法，解决了相关方案中DC-DC变换器装置中工作过程处于硬开关状态，实现了电路中开关器件的零电压(ZVS)关断与零电压零电流(ZVZCS)导通，保证系统运行在全软开关状态，大大降低了系统的开关损耗，增加了DC-DC变换器装置的整体效率。
可见，本发明的方案，采用一种电容缓冲式全桥DC-DC变换电路，调控方法为死区移向控制，通过控制死区时间，保证变换器装置工作在全软状态。也就是说，通过采用一定数值的缓冲电容，并采取了死区移相控制方法，能够解决相关方案中DC-DC变换器装置中工作过程处于硬开关状态，高频变压器产生偏磁、开关管损耗较大问题，有效抑制了高频链路中电压转换时的电压上升率du/dt、以及实现了全桥DC-DC变换器全软开关运行状态，大大降低了系统的开关损耗，增加了DC-DC变换器装置的整体效率。
下面结合图2至图10所示的例子，对本发明的方案的具体实现过程进行示例性说明。
图2为电容缓冲式全桥DC-DC变换器装置的一实施例的结构示意图。在如图2所示的电容缓冲式全桥DC-DC变换器装置中，AC(即交流)输入，经输入采样后输入至主控芯片的第一输入端。AC输入，还依次经一次输入整流、一次滤波、直流全桥逆变、功率变化、二次整流、二次滤波、输出控制、DC输出和输出采样后，输入至主控芯片的第二输入端。系统保护，连接至主控芯片的第一控制端。温控系统，连接至主控芯片的第二控制端。
在图2所示的例子中，通过二次滤波模块，能够降低系统的通态损耗，减小输出电流纹波，提高了变换器装置(即全桥DC-DC变换器)的整体效率。
在图2所示的例子中，在直流全桥逆变部分，以IGBT(即绝缘栅双极型晶体管)模块作为主开关，以型号为IR2113的驱动芯片作为IGBT驱动模块，来驱动主开关(即IGBT模块)的通断，已达到主开关开通、关断延迟时间短，驱动电流较小的目的，实现DC-DC变换器装置整体转换效率的提高。
图3为电容缓冲式全桥DC-DC变换器装置的死区移相控制的一实施方式的波形示意图。
参见图3所示的例子，变换器装置(即全桥DC-DC变换器)工作在全软开关状态(即实现开关器件的零电压关断与零电压零电流导通)下的死区时间条件公式为：
KThs＝t2-t0≤MThs＝t3-t0≤K0Ths＝t4-t0 (1)。
其中，Ths是半个开关周期；死区系数M＝Td/Ths，Td是设定的死区时间；电容缓冲系数K＝Tc/Ths，Tc是4个缓冲电容(如包含有开关管自身寄生电容的缓冲电容C1、C2、C3、C4)能量交换的时间；K0是谐振电感电流过零点系数。t2、t0、t3、t0、t4是控制过程中的几个时间点。
在考虑临界条件的情况下，认为K＝M＝K0，通过计算可以得到处于临界状态下的临界值Kmax：
Figure BDA0002866058480000091
其中，ωs为高频三角波频率，ω0为谐振频率，fs为开关频率，L为谐振电感，C为缓冲电容。
根据公式(2)，在正常情况下，需要两路脉冲的移相角大于其临界值Kmax，根据公式(1)确定死区时间，用来满足系统的全软开关运行状态。
本发明的方案，采取了死区移相控制方法，解决了相关方案中DC-DC变换器装置中工作过程处于硬开关状态，实现了电路中开关器件的零电压(ZVS)关断与零电压零电流(ZVZCS)导通，保证系统运行在全软开关状态，大大降低了系统的开关损耗。
本发明的方案，通过采用一定数值的缓冲电容，有效抑制了高频链路中电压转换时的电压上升率du/dt，解决了高频变压器产生的偏磁问题，提高了变换器的整体效率。
图4为电容缓冲式全桥DC-DC变换器装置的第一工作模态的一实施例的结构示意图，图5为电容缓冲式全桥DC-DC变换器的第二工作模态的一实施例的结构示意图，图6为电容缓冲式全桥DC-DC变换器的第三工作模态的一实施例的结构示意图，图7为电容缓冲式全桥DC-DC变换器的第四工作模态的一实施例的结构示意图，图8为电容缓冲式全桥DC-DC变换器的第五工作模态的一实施例的结构示意图，图9为电容缓冲式全桥DC-DC变换器的第六工作模态的一实施例的结构示意图，图10为电容缓冲式全桥DC～DC变换器的一实施例的主电路拓扑结构示意图。
图4至图9能够显示如图10所示的电容缓冲式全桥DC～DC变换器装置的几个工作模态的结构示意图。在图4至图9中，
在如图10所示的一种新型电容缓冲式全桥DC-DC变换器装置主电路拓扑结构中，C为一次滤波电容，S1、S2、S3、S4为电路主开关管，VD1、VD2、VD3、VD4是与主开关管反并联的续流二极管，C1、C2、C3、C4是包含有开关管自身寄生电容的缓冲电容，Lr为谐振电感(包含高频变压器T的漏感和串联的电感)，Cb是隔直电容，用来阻断高频变压器T的原边电路中产生的电流直流分量。高频变压器T的副边采用变压器带中心抽头的全波整流电路，D1、D2为整流二极管，电感L0、电容C0组合成了LC滤波电路，输出电压经过LC滤波电路给负载RL提供稳定的直流电压U0。
本发明的方案提供的一种新型电容缓冲式全桥DC-DC变换器装置及其控制方法，电路工作过程包含六个工作模态，具体实施方式如下：
第一工作模态(t0前)，如图4所示：在t0前，主开关管S2、S4导通，主开关S1、S3关断，上下两桥臂间的中点电压Uab等于输入电压-Ud，电感电流iL增加至反向最大，并保持稳定。此阶段Ud通过高频变压器T向负载RL提供能量，高频变压器T副边二极管D2导通，D1关断，输出电压U0保持稳定输出。
第二工作模态(t0-t1)，如图5所示：在t0-t1阶段，t0时主开关管S2与S4关断，处于死区时间内，S1和S3不直接导通，此时刻与主开关管S2、S4相并联的缓冲电容C2与C4上的电压依旧保持为零，因此电路实现了零电压(ZVS)关断。同时刻，缓冲电容C1与C3的箝位作用使其反并联的续流二极管不会立即导通。此时间段内，谐振电感Lr中存储的电能通过高频变压器向负载RL供电，上下桥臂间的中点电压Uab呈现下降趋势。同时，缓冲电容C1与C3放电，经由不同的通路对C2与C4充电，电流主要流经：①：缓冲电容C1、C2，缓冲电容C1放电，缓冲电容C2充电，电流流经缓冲电容C2、隔直电容Cb、高频变压器T、谐振电感Lr、缓冲电容C1；②：缓冲电容C3、C4，缓冲电容C3放电，缓冲电容C4充电，电流流经缓冲电容C4、隔直电容Cb、高频变压器T、谐振电感Lr、缓冲电容C3。此时，流经每一通路的电流均是电感电流iL的一半，谐振电感Lr与高频变压器T副边的滤波电感呈现串联状态，在末段Uab减小到零，电感电流iL保持稳定。
第三工作模态(t1-t2)，如图6所示：在t1-t2阶段，死区时间并未结束，缓冲电容C1、C3上的电荷不为零，电路依然处于放电阶段，并保持与t0-t1阶段相同的电流通路进行放电。上下两桥臂间的电压Uab在此阶段开始正向增加，向负载RL提供的能量依然来自于谐振电感Lr中存储的电能。在此阶段内，电感电流iL保持方向不变，其值下降。在末段，缓冲电容C1、C3中的能量全部转移到缓冲电容C2、C4中。
第四工作模态(t2-t3)，如图7所示：在t2时，缓冲电容C1、C3中的能量全部转移到缓冲电容C2、C4中，缓冲电容C1、C3电压变为零，缓冲电容C2、C3电压变为Ud。在此阶段内，电感电流iL持续减少，并保持方向不变，与主开关管S1、S3反并联的续流二极管VD1与VD3导通，高频变压器T原边开始通过二极管VD1、VD3进行续流，Uab上升到Ud，电路电流经过续流二极管VD3、隔直电容Cb、高频变压器T、谐振电感Lr、续流二极管VD1进行续流。
第五工作模态(t3-t4)，如图8所示：在t3时刻，电路死区时间结束，主开关管S1、S3的通过控制电路触发脉冲导通。此时刻，与主开关管S1、S3反并联的续流二极管VD1与VD3仍处于导通的状态，主开关管S1与S3实现了零电压零电流(ZVZCS)导通。
第六工作模态(t4-t5)，如图9所示：在t4时刻，电感电流iL下降到零，续流二极管VD1与VD3承受反向电压而关断，主开关管S1与S3在续流二极管关断之前已导通，中点电压Uab与Ud相等且保持不变，之后电感电流iL开始正向增加。到t5时刻，主开关管S1、S3，S2、S4关断，一次对角两开关管的切换过程全部完成。
鉴于系统运行状态的对称性，在t5-t10阶段与t0-t5阶段的电路工作过程类似，不同点在于高频变压器T副边的全波整流电路中整流二极管D1导通，整流二极管D2关断，完成的主开关管S1、S3和主开关管S2、S4的切换工作。
由于本实施例的开关电源所实现的处理及功能基本相应于前述图1所示的装置的实施例、原理和实例，故本实施例的描述中未详尽之处，可以参见前述实施例中的相关说明，在此不做赘述。
经大量的试验验证，采用本发明的技术方案，通过针对全桥DC-DC变换器(如全桥LLC谐振式DC-DC变换器)，去掉全桥DC-DC变换器本体中与变压器原边绕组并联的原边励磁电感，并在变压器副边绕组的中心抽头上设置副边滤波电感，通过副边滤波电感与副边电容构成LC滤波器，对变压器副边二次整流后的直流电压进行二次滤波，有效抑制了高频链路中电压转换时的电压上升率du/dt，解决了高频变压器产生的偏磁问题，提高了变换器的整体效率。
根据本发明的实施例，还提供了对应于DC-DC变换装置的一种DC-DC变换装置的控制方法，如图11所示本发明的方法的一实施例的流程示意图。该DC-DC变换装置的控制方法可以包括：步骤S110和步骤S120。
在步骤S110处，采用死区移相控制方式，确定所述DC-DC变换装置中开关管模块的死区时间和移相角。
在一些实施方式中，步骤S110中采用死区移相控制方式，确定所述DC-DC变换装置中开关管模块的死区时间，包括：根据公式(1))，确定所述DC-DC变换装置中开关管模块的死区时间：
KThs＝t2-t0≤MThs＝t3-t0≤K0Ths＝t4-t0 (1)。
其中，Ths是半个开关周期。死区系数M＝Td/Ths，Td是设定的死区时间。电容缓冲系数K＝Tc/Ths，Tc是缓冲电容能量交换的时间。K0是谐振电感电流过零点系数，t2、t0、t3、t0、t4是控制时间点(即控制过程中的几个时间点)。
步骤S110中根据公式(2)，确定所述DC-DC变换装置中开关管模块的移相角：
在考虑临界条件的情况下，认为K＝M＝K0，通过计算能够得到处于临界状态下的临界值Kmax：
Figure BDA0002866058480000121
其中，ωs为高频三角波频率，ω0为谐振频率，fs为开关频率，L为谐振电感，C为缓冲电容。
根据公式(2)，在正常情况下，需要两路脉冲的移相角大于其临界值Kmax，根据公式(1)确定死区时间，用来满足DC-DC变换装置的全软开关运行状态。
具体地，采用一种电容缓冲式全桥DC-DC变换电路，调控方法为死区移向控制，通过控制死区时间，保证变换器装置工作在全软状态。也就是说，通过采用一定数值的缓冲电容，并采取了死区移相控制方法，能够解决相关方案中DC-DC变换器装置中工作过程处于硬开关状态，高频变压器产生偏磁、开关管损耗较大问题，有效抑制了高频链路中电压转换时的电压上升率du/dt、以及实现了全桥DC-DC变换器全软开关运行状态，大大降低了系统的开关损耗，增加了DC-DC变换器装置的整体效率。
在步骤S120处，根据所述死区时间，确定所述DC-DC变化装置中开关管模块的占空比。
由此，通过采取了死区移相控制方法，解决了相关方案中DC-DC变换器装置中工作过程处于硬开关状态，实现了电路中开关器件的零电压(ZVS)关断与零电压零电流(ZVZCS)导通，保证系统运行在全软开关状态，大大降低了系统的开关损耗，增加了DC-DC变换器装置的整体效率。
由于本实施例的方法所实现的处理及功能基本相应于前述DC-DC变换装置的实施例、原理和实例，故本实施例的描述中未详尽之处，可以参见前述实施例中的相关说明，在此不做赘述。
经大量的试验验证，采用本实施例的技术方案，通过针对全桥DC-DC变换器(如全桥LLC谐振式DC-DC变换器)，去掉全桥DC-DC变换器本体中与变压器原边绕组并联的原边励磁电感，并在变压器副边绕组的中心抽头上设置副边滤波电感，通过副边滤波电感与副边电容构成LC滤波器，对变压器副边二次整流后的直流电压进行二次滤波，并采取死区移相控制方法，解决了相关方案中DC-DC变换器装置中工作过程处于硬开关状态，实现了电路中开关器件的零电压(ZVS)关断与零电压零电流(ZVZCS)导通，保证系统运行在全软开关状态，大大降低了系统的开关损耗。
综上，本领域技术人员容易理解的是，在不冲突的前提下，上述各有利方式可以自由地组合、叠加。
以上所述仅为本发明的实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的权利要求范围之内。

Claims (10)

1.一种DC-DC变换装置，其特征在于，包括：DC-DC变换器本体；所述DC-DC变换器本体，包括：变压器；
在所述变压器的原边，设置有原边滤波模块和原边逆变模块；在所述变压器的副边，设置有副边整流模块和副边滤波模块；
其中，
所述原边滤波模块，被配置为对直流电源进行一次滤波，得到第一直流电；
所述原边逆变模块，被配置为对所述第一直流电进行逆变，得到第一交流电；
所述变压器，被配置为对所述第一交流电进行功率变换，得到第二交流电；
所述副边整流模块，被配置为对所述第二交流电进行整流，得到第二直流电；
所述副边滤波模块，被配置为对所述第二直流电进行二次滤波，得到第三直流电。
2.根据权利要求1所述的DC-DC变换装置，其特征在于，所述原边滤波模块，包括：电容模块；所述电容模块与直流电源并联。
3.根据权利要求2所述的DC-DC变换装置，其特征在于，所述原边逆变模块，包括：全桥逆变模块；所述全桥逆变模块，包括：第一开关管模块、第二开关管模块、第三开关管模块和第四开关管模块；
在所述第一开关管模块至所述第四开关管模块中，每个开关管模块，包括：主开关管，续流二极管，以及缓冲电容；
其中，所述续流二极管和所述缓冲电容，并联设置在所述主开关管的两端。
4.根据权利要求3所述的DC-DC变换装置，其特征在于，在所述变压器的原边，还设置有谐振电感和隔直电容；所述谐振电感，连接在所述变压器的原边的同名端、以及所述第一开关管模块和所述第四开关管模块的公共端之间；所述隔直电容，连接在所述变压器的原边的异名端与所述第二开关管模块和所述第三开关管模块之间。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的DC-DC变换装置，其特征在于，所述副边整流模块，包括：全波整流模块；所述全波整流模块，包括：第一整流二极管和第二整流二极管；所述第一整流二极管的阴极连接在所述变压器的副边的第一绕组的异名端，所述第二整流二极管的阴极连接在所述变压器的副边的第二绕组的同名端，所述第一整流二极管的阳极与所述第二整流二极管的阳极连接；
所述变压器的副边的第一绕组的同名端与所述变压器的副边的第二绕组的异名端，作为所述变压器的副边的中心抽头。
6.根据权利要求5所述的DC-DC变换装置，其特征在于，所述副边滤波模块，包括：副边滤波电感和副边电容；
所述副本滤波电感，设置在所述变压器的副边的中心抽头上；所述副边电容，并联在所述变压器的副边的输出端。
7.根据权利要求1所述的DC-DC变换装置，其特征在于，所述DC-DC变换器本体，为全桥LLC谐振式DC-DC变换器本体。
8.一种开关电源，其特征在于，包括：如权利要求1至7中任一项所述的DC-DC变换装置。
9.一种如权利要求1至7中任一项所述的DC-DC变换装置的控制方法，其特征在于，包括：
采用死区移相控制方式，确定所述DC-DC变换装置中同一相上下两个桥臂开关管模块的死区时间和移相角；
根据所述死区时间，确定所述DC-DC变化装置中开关管模块的占空比。
10.根据权利要求9所述的DC-DC变换装置的控制方法，其特征在于，采用死区移相控制方式，确定所述DC-DC变换装置中开关管模块的死区时间，包括：
根据公式(1)，确定所述DC-DC变换装置中开关管模块的死区时间：
KThs＝t2-t0≤MThs＝t3-t0≤K0Ths＝t4-t0 (1)；
其中，Ths是半个开关周期；死区系数M＝Td/Ths，Td是设定的死区时间；电容缓冲系数K＝Tc/Ths，Tc是缓冲电容能量交换的时间；K0是谐振电感电流过零点系数，t2、t0、t3、t0、t4是控制时间点。
根据公式(2)，确定所述DC-DC变换装置中开关管模块的移相角：
在考虑临界条件的情况下，认为K＝M＝K0，通过计算能够得到处于临界状态下的临界值Kmax：
Figure FDA0002866058470000031
其中，ωs为高频三角波频率，ω0为谐振频率，fs为开关频率，L为谐振电感，C为缓冲电容。
根据公式(2)，在正常情况下，需要两路脉冲的移相角大于其临界值Kmax，根据公式(1)确定死区时间，用来满足DC-DC变换装置的全软开关运行状态。
CN202011581723.7A 2020-12-28 2020-12-28 一种dc-dc变换装置的控制方法、开关电源 Active CN112910260B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202011581723.7A CN112910260B (zh) 2020-12-28 2020-12-28 一种dc-dc变换装置的控制方法、开关电源

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202011581723.7A CN112910260B (zh) 2020-12-28 2020-12-28 一种dc-dc变换装置的控制方法、开关电源

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN112910260A true CN112910260A (zh) 2021-06-04
CN112910260B CN112910260B (zh) 2022-06-17

Family

ID=76111836

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202011581723.7A Active CN112910260B (zh) 2020-12-28 2020-12-28 一种dc-dc变换装置的控制方法、开关电源

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN112910260B (zh)

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101860216A (zh) * 2010-05-28 2010-10-13 南京航空航天大学 加耦合电感的倍流整流方式全桥直流变换器
CN103441680A (zh) * 2013-08-13 2013-12-11 陈仲 一种减小环流损耗的软开关全桥直流变换器
CN103887981A (zh) * 2014-03-20 2014-06-25 浙江大学 一种全桥dc-dc变换器
WO2016150245A1 (zh) * 2015-03-23 2016-09-29 深圳市皓文电子有限公司 一种dc/dc转换器
CN106685231A (zh) * 2016-11-23 2017-05-17 南京航空航天大学 一种原边钳位型软开关全桥变换器及其不对称控制方法
CN108900100A (zh) * 2018-08-14 2018-11-27 浙江大学 一种单相高效高频隔离型整流器

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101860216A (zh) * 2010-05-28 2010-10-13 南京航空航天大学 加耦合电感的倍流整流方式全桥直流变换器
CN103441680A (zh) * 2013-08-13 2013-12-11 陈仲 一种减小环流损耗的软开关全桥直流变换器
CN103887981A (zh) * 2014-03-20 2014-06-25 浙江大学 一种全桥dc-dc变换器
WO2016150245A1 (zh) * 2015-03-23 2016-09-29 深圳市皓文电子有限公司 一种dc/dc转换器
CN106685231A (zh) * 2016-11-23 2017-05-17 南京航空航天大学 一种原边钳位型软开关全桥变换器及其不对称控制方法
CN108900100A (zh) * 2018-08-14 2018-11-27 浙江大学 一种单相高效高频隔离型整流器

Also Published As

Publication number Publication date
CN112910260B (zh) 2022-06-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN109217681B (zh) 一种双向谐振变换器
Lee et al. New zero-current-transition PWM DC/DC converters without current stress
US9520792B2 (en) Staggered parallel three-level DC/DC converter and AC/DC converter
US5432695A (en) Zero-voltage-switched, three-phase PWM rectifier inverter circuit
CN111478611B (zh) 一种相位关联磁化电流双向复位的辅助谐振换流极逆变器
CN109039121B (zh) 一种高频隔离型交直流变换电路及其控制方法
CN111478612B (zh) 一种相位关联稳压管钳位的辅助谐振换流极逆变器
CN111490698B (zh) 一种相位关联zvt磁化电流最小化的辅助谐振换流极逆变器
CN110190752B (zh) 一种双向clllc-dcx谐振变换器及其控制方法
CN114301301A (zh) 一种宽范围谐振式软开关双向直流变换器及其控制方法
US11652424B2 (en) Switch-mode power supplies including three-level LLC circuits
CN114301300A (zh) 一种宽范围双向谐振式软开关直流变换器及其控制方法
CN108631604B (zh) 一种环保用双变压器型零电流谐振三电平直流变换器
JP2002238257A (ja) 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法
CN217087777U (zh) 一种宽范围谐振式软开关双向直流变换器
CN111193398A (zh) 一种隔离型双向dcdc变换器及电流双向控制方法
CN111934576B (zh) 一种相位关联磁化电流对称复位的辅助谐振换流极逆变器
WO2023131101A1 (zh) 双向直流变换器及系统
JP2004056971A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
CN109194135B (zh) 一种谐振状态可调型功率变换器的自适应效率优化方法
CN112910260B (zh) 一种dc-dc变换装置的控制方法、开关电源
CN109039139B (zh) 一种隔离型双向交直流变换电路及其控制方法
CN112953288A (zh) 用于谐振直流环节软开关逆变器的调制方法
CN111313708A (zh) 一种全桥dc-dc变换器
CN215528880U (zh) 一种无应力冲击移相全桥直流变换器

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant