WO2023131101A1 - 双向直流变换器及系统 - Google Patents

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Abstract

本发明提出一种双向直流变换器及系统，涉及电源变换领域，在典型的单向直流变换器的第一开关管的两端并联开关电阻串联支路，开关电阻串联支路包括第二开关管和第一电阻，实现直流电的双向变换，也即在现有单向直流变换器的基础上实现双向的功能，大大减少人力成本，且变换器体积小，替代成本低，且开关器件损耗小，在不损失正向效率的情况下，实现双向直流变换的功能。

Description

双向直流变换器及系统 技术领域
本发明涉及电源变换领域，尤其涉及一种双向直流变换器及系统。
背景技术
直流-直流变换器为电源变换领域的常用拓扑，以实现直流电到直流电的变换。其中双向直流变换器可实现直流电的双向变换，在业界亦得到广泛应用，如车载充电机。
目前车载充电机中的双向直流变换器在变压器的一次侧及二次侧均包括全桥桥式开关单元，全桥桥式开关单元与变压器之间包括电感单元，也即变压器的原边与副边对称，以实现直流电的双向变换，具体，可参阅图1所示的现有技术的全桥隔离双向直流变换器。如图1所示的全桥隔离双向直流变换器需要的开关管数量较大，电感体积大，与电源变换器的小型化趋势相悖。且如图1所示的全桥隔离双向直流变换器在实现能量双向流动的过程中，一次侧和二次侧的全桥桥式开关单元内均需要两个开关管同时处于高频开关状态，而造成开关损耗大，整个变换器的效率较低。
业界也可以采用两个变换器实现直流电的双向变换，然其体积更大，控制复杂，效率较低。
发明内容
本发明提供一种双向直流变换系统，包括：双向直流变换器，包括：桥式开关单元，包括至少一开关管，并包括第一端、第二端、第三端和第四端，所述桥式开关单元的第一端和第二端分别连接母线电容的第一端和第二端，并分别连接第一电压的正端和负端；变压器单元，包括一次侧绕组和二次侧绕组，所述一次侧绕组的第一端和第二端分别连接所述桥式开关单元的第三端和第四端；整流单元，包括至少一开关管和一电感，并包括第一端、第二端、第三端和第四端，所述整流单元的第一端和第二端分别连接所述二次侧绕组的第一端和第二端，所述整流单元的第三端和第四端分别连接第二电容的第一端和第二端，并且所述整流单元的第三端和第四端中的至少一者通过第一开关管连接第二电压的正端和负端中的其中一者，所述整流单元的第三端和第四端中的另一者连接所述第二电压的正端和负端中的另一者，其中第一开关管的两端并联一开关电阻串联支路， 所述开关电阻串联支路包括第二开关管和第一电阻，所述第二开关管和所述第一电阻串联连接；控制器，被配置为输出开关控制信号至所述桥式开关单元和所述整流单元内的开关管的控制端，以及所述第一开关管和所述第二开关管的控制端，而控制使得所述双向直流变换器工作在将所述第一电压变换为所述第二电压的正向直流变换模式，或，将所述第二电压变换为所述第一电压的反向直流变换模式。
更进一步的，所述正向直流变换模式为：所述控制器控制使得所述第一开关管导通，所述第二开关管关断，所述桥式开关单元和所述整流单元内的开关管工作以将所述第一电压变换为所述第二电压。
更进一步的，所述反向直流变换模式包括：第一工作模式，所述控制器控制使得所述第二开关管导通，所述第一开关管关断，所述整流单元和所述桥式开关单元内的开关管工作以对所述第二电压进行变换而为所述母线电容充电；和第二工作模式，所述控制器控制使得所述第一开关管导通，所述第二开关管关断，所述整流单元和所述桥式开关单元内的开关管工作以将所述第二电压变换为所述第一电压。
更进一步的，所述变压器单元的一次侧绕组与二次侧绕组的变比为Np：Ns，在处于所述第一工作模式的过程中，当所述母线电容上的电压被充电至大于等于n倍的Np：Ns与所述第二电压的积时，所述反向直流变换模式由所述第一工作模式切换为所述第二工作模式，其中n为正整数。
更进一步的，所述第一工作模式包括；储能工作模式，所述整流单元内的至少一开关管导通，以将所述第二电压变换为所述变压器单元的二次侧绕组上的第一交流电，所述桥式开关单元内二极管导通，以将所述变压器单元的一次侧绕组上的第二交流电整流为直流电而为所述母线电容充电，其中所述二极管与所述桥式开关单元内的开关管反并联；续流工作模式，所述整流单元内的至少一开关管工作，以与所述整流单元内的电感和所述第二电压形成续流回路。
更进一步的，所述第二工作模式依次包括：第一储能工作模式，所述整流单元内的至少一开关管导通，以将所述第二电压变换为所述变压器单元的二次侧绕组上的第一交流电，所述桥式开关单元内的至少一开关管导通，以将所述变压器单元的一次侧绕组上的第二交流电整流为直流电；第一续流工作模式，所述整流单元内的至少一开关管导通，以与所述整流单 元内的电感和所述第二电压形成续流回路；第二储能工作模式，所述整流单元内的至少一开关管导通，以将所述第二电压变换为所述变压器单元的二次侧绕组上的第一交流电，所述桥式开关单元内的至少一开关管导通，以将所述变压器单元的一次侧绕组上的第二交流电整流为直流电，其中所述整流单元内和所述桥式开关单元内在所述第二储能工作模式中导通的开关管与在所述第一储能工作模式中导通的开关管不同；第二续流工作模式，所述整流单元内的至少一开关管导通，以与所述整流单元内的电感和所述第二电压形成续流回路。
更进一步的，所述第二开关管为继电器。
更进一步的，所述第一开关管为MOSFET。
更进一步的，所述桥式开关单元为全桥桥式开关单元。
更进一步的，所述整流单元为全波整理单元、倍流整流单元或全桥整流单元。
本发明还提供一种双向直流变换器，包括：桥式开关单元，包括至少一开关管，并包括第一端、第二端、第三端和第四端，所述桥式开关单元的第一端和第二端分别连接母线电容的第一端和第二端，并分别连接第一电压的正端和负端；变压器单元，包括一次侧绕组和二次侧绕组，所述一次侧绕组的第一端和第二端分别连接所述桥式开关单元的第三端和第四端；以及整流单元，包括至少一开关管和一电感，并包括第一端、第二端、第三端和第四端，所述整流单元的第一端和第二端分别连接所述二次侧绕组的第一端和第二端，所述整流单元的第三端和第四端分别连接第二电容的第一端和第二端，并所述整流单元的第三端和第四端中的至少一者通过一第一开关管连接一第二电压的正端和负端中的其中一者，所述整流单元的第三端和第四端中的另一者连接所述第二电压的正端和负端中的另一者，其中第一开关管的两端并联一开关电阻串联支路，所述开关电阻串联支路包括第二开关管和第一电阻，所述第二开关管和所述第一电阻串联连接，其中所述第一电压大于所述第二电压。
更进一步的，所述开关电阻串联支路连接在所述整流单元的第三端与所述第二电压的正端之间。
更进一步的，所述开关电阻串联支路连接在所述整流单元的第四端与所述第二电压的负端之间。
更进一步的，所述第二开关管为继电器。
更进一步的，所述第一开关管为MOSFET。
更进一步的，所述桥式开关单元为全桥桥式开关单元。
更进一步的，所述整流单元为全波整流单元、倍流整流单元或全桥整流单元。
本发明还提供一种双向直流变换器，包括：上述双向直流变换器；功率因数校正电路，所述功率因数校正电路包括第一端、第二端、第三端和第四端，所述功率因数校正电路的第一端和第二端用于接收直流电压，所述功率因数校正电路的第三端和第四端分别连接所述桥式开关单元的第一端和第二端。
附图说明
图1为现有技术的全桥隔离双向直流变换器。
图2为本发明一实施例的双向直流变换系统的框图示意图。
图3a为全桥桥式开关单元的电路示意图。
图3b为半桥桥式开关单元的电路示意图。
图4a为倍流整流单元的电路示意图。
图4b为全桥整流单元的电路示意图。
图4c为全波整流单元的电路示意图。
图5为典型的单向直流变换器的电路示意图。
图6为本发明一实施例的双向直流变换器的电路示意图。
图7a为本发明一实施例的第一工作模式下第一控制阶段的工作原理示意图。
图7b为本发明一实施例的第一工作模式下第二控制阶段的工作原理示意图。
图7c为本发明一实施例的第一工作模式下第三控制阶段的工作原理示意图。
图8a为本发明一实施例的第二工作模式下第一控制阶段的工作原理示意图。
图8b为本发明一实施例的第二工作模式下第二控制阶段的工作原理示意图。
图8c为本发明一实施例的第二工作模式下第三控制阶段的工作原理示意 图。
图9为本发明一实施例的双向直流变换器的框图示意图。
图10为本发明另一实施例的双向直流变换器的电路示意图。
图11为另一实施例的双向直流变换器的框图示意图。
具体实施方式
下面将结合附图，对本发明中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在不做出创造性劳动的前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明一实施例中，在于提供一种双向直流变换系统，具体地，可参阅图2所示的本发明一实施例的双向直流变换系统的框图示意图，其包括双向直流变换器100和控制器200。其中，双向直流变换器100包括桥式开关单元110、变压器单元120、整流单元130、开关电阻串联支路140和第一开关管S1，桥式开关单元110包括至少一开关管，并包括第一端d11、第二端d12、第三端d13和第四端d14，桥式开关单元110的第一端d11和第二端d12分别连接母线电容C bus的第一端和第二端，并分别连接第一电压V1的正端和负端；变压器单元120包括一次侧绕组r1和二次侧绕组r2，一次侧绕组r1的第一端d21和第二端d22分别连接桥式开关单元110的第三端d13和第四端d14；整流单元130包括至少一开关管和一电感，并包括第一端d31、第二端d32、第三端d33和第四端d34，整流单元130的第一端d31和第二端d32分别连接二次侧绕组r2的第一端d23和第二端d24，整流单元130的第三端d33和第四端d34分别连接第二电容C2的第一端和第二端，并整流单元130的第三端d33和第四端d34中的至少一者通过第一开关管S1连接第二电压V2的正端和负端中的其中一者，整流单元130的第三端d33和第四端d34中的另一者连接第二电压V2的正端和负端中的另一者，其中第一开关管S1的两端并联一开关电阻串联支路140，开关电阻串联支路140包括第二开关管S2和第一电阻R1，第二开关管S2和第一电阻R1串联连接。控制器200，被配置为输出开关控制信号至桥式开关单元110和整流单元130内的开关管的控制端，以及第一开关管S1和所述第二开关管S2的控制端，而控制使得双向直流变换器100工作在将第一电压V1变换为第二电压V2的正向直流变换模式，或， 将第二电压V2变换为第一电压V1的反向直流变换模式。
本发明一实施例，第一电压V1大于第二电压V2，也即正向直流变换模式为降压模式，反向直流变换模式为升压模式。
目前，桥式开关单元110、变压器单元120、整流单元130和第一开关管S1可构成典型的单向直流变换器，以将第一电压V1变换为第二电压V2。其中桥式开关单元110可为全桥桥式开关单元，请参阅图3a所示的全桥桥式开关单元的电路示意图，其包括开关管Q1和开关管Q2形成的第一桥臂，以及开关管Q3和开关管Q4形成的第二桥臂。也可为半桥桥式开关单元，请参阅图3b所示的半桥桥式开关单元的电路示意图，其包括开关管Q1和开关管Q2形成的第一桥臂，以及电容C3和电容C4形成的第二桥臂。整流单元130可为倍流整流单元、全波整流单元或全桥整流单元。请参阅图4a所示的倍流整流单元的电路示意图，其包括开关管S11、开关管S21、电感L1和电感L2,开关管S11和开关管S21串联连接，开关管S11和开关管S21的串联支路的第一端和第二端用于分别连接变压器的二次侧绕组的两端，如图2所示的二次侧绕组r2的第一端d23和第二端d24，开关管S11和开关管S21的串联支路的第一端还连接电感L1的第一端，开关管S11和开关管S21的串联支路的第二端连接电感L2的第一端，电感L1和电感L2的第二端相互连接，电感L1的第二端与开关管S11和开关管S21的共节点共同形成输出端，如图2所示用于连接第二电容C2的两端。请参阅图4b所示的全桥整流单元的电路示意图，其包括开关管S3和开关管S4形成的第一桥臂，开关管S5和开关管S6形成的第二桥臂，第一桥臂的共节点和第二桥臂的共节点分别连接变压器的二次侧绕组的两端，如图2所示的二次侧绕组r2的第一端d23和第二端d24，第一桥臂的第一端连接第二桥臂的第一端，并连接电感L3的第一端，第一桥臂的第二端连接第二桥臂的第二端，电感L3的第二端与第一桥臂和第二桥臂的第二端共同形成输出端，如图2所示用于连接第二电容C2的两端。请参阅图4c所示的全波整流单元的电路示意图，其包括开关管S7、开关管S8和电感L4,开关管S7连接在二次侧绕组r2的第一端d23与电感L4的第一端之间，开关管S8连接在二次侧绕组r2的第二端d24与电感L4的第一端之间，电感L4的第二端与二次侧绕组r2的中心抽头端共同形成输出端，如图2所示用于连接第二电容C2的两端，图4c中示出了二次侧 绕组r2，其包括第一二次侧绕组r21和第二二次侧绕组r22，第一二次侧绕组r21与第二二次侧绕组r22共节点为中心抽头端dr2。以桥式开关单元110为如图3a所示的全桥桥式开关单元，整流单元130为如图4a所示的倍流整流单元为例，其形成如图5所示的典型的单向直流变换器的电路示意图，其中的桥式开关单元110实现直流电到交流电的变换，整流单元130实现交流电到直流电的整流变换，而实现将第一电压V1变换为第二电压V2。但其仅能实现将第一电压V1变换为第二电压V2，而无法实现将第二电压V2变换为第一电压V1，也即无法实现直流电的双向变换，而限定了其应用空间。
继续以桥式开关单元110为如图3a所示的全桥桥式开关单元，整流单元130为如图4a所示的倍流整流单元为例，本申请在如图5所示的典型的单向直流变换器的第一开关管S1的两端并联开关电阻串联支路140，开关电阻串联支路140包括第二开关管S2和第一电阻R1，形成如图6所示的本发明一实施例的双向直流变换器的电路示意图，配合图2所示的控制器200，接下来讲明其实现直流电的双向变换的原理。在正向直流变换模式中，控制器200控制使得第一开关管S1导通，第二开关管S2关断，桥式开关单元110和整流单元130内的开关管工作以将第一电压V1变换为第二电压V2。在正向直流变换模式中，桥式开关单元110和整流单元130内的开关管的工作方式和原理与如图5所示的现有的单向直流变换器相同，为现有技术，在此不再赘述。在反向直流变换模式中，其包括第一工作模式和第二工作模式。在第一工作模式中，控制器200控制使得第二开关管S2导通，第一开关管S1关断，整流单元130和桥式开关单元110内的开关管工作以对第二电压V2进行变换而为母线电容C bus充电。其中桥式开关单元110和整流单元130内的开关管工作的具体过程如下，请参阅图7a所示的本发明一实施例的第一工作模式下第一控制阶段的工作原理示意图，如图7a所示，控制器200控制使得整流单元130内的开关管S11导通，开关管S21关断，将第二电压V2变换为位于变压器单元120的二次侧绕组r2侧的交流电压，在变压器单元120的一次侧绕组r1侧感生的交流电压经与桥式开关单元110内的开关管Q3和开关管Q2反并联的二极管整流成直流电压而为母线电容C bus充电。然后，请参阅图7b所示的本发明一实施例的第一工作模式下第二控制阶段的工作原理示意图，如 图7b所示，控制器200控制使得整流单元130内的开关管S21导通，开关管S11关断，将第二电压V2变换为位于变压器单元120的二次侧绕组r2侧的交流电压，在变压器单元120的一次侧绕组r1侧感生的交流电压经与桥式开关单元110内的开关管Q1和开关管Q4反并联的二极管整流成直流电压而为母线电容C bus充电。请再参阅图7c所示的本发明一实施例的第一工作模式下第三控制阶段的工作原理示意图，如图7c所示，控制器200控制使得整流单元130内的开关管S11和开关管S21均导通，以使得电感L1和L2进行续流，桥式开关单元110内的开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3和开关管Q4均关断。经如上所述的第一工作模式下第一控制阶段至第三控制阶段的循环运行，实现由第二电压V2为母线电容C bus充电。由于在将第二电压V2变换为第一电压V1的反向直流变换模式中，开机时母线电容C bus上的电压为零伏或者很低，也即输入侧电压大于输出侧电压，对于将第二电压V2变换为第一电压V1升压变换，则变换器处于不稳定运行阶段，电感L1和L2的电流没有续流回路，累积的电感电流会产生较大的冲击电流，损坏变换器内的器件，因此需要对母线电容C bus进行预充电，本发明通过增加并联在第一开关管S1的两端的开关电阻串联支路140，在对母线电容C bus进行预充电的过程中，控制使得第二开关管导通S2导通，则第一电阻R1可减小冲击电流，而避免变换器内的器件损坏，并可对位于变压器单元120另一侧的母线电容C bus预充电。如图7a、图7b及图7c及如上所述，在第一工作模式中，控制器200控制使得第二开关管S2导通，第一开关管S1关断，整流单元130和桥式开关单元110内的开关管工作以对第二电压V2进行变换而为母线电容C bus充电。如上的，第一工作模式下第一控制阶段和第一工作模式下第二控制阶段为储能工作模式，如上所述，整流单元130内的至少一开关管导通，以将第二电压V2变换为变压器单元120的二次侧绕组r2上的第一交流电，桥式开关单元110内二极管导通，以将变压器单元120的一次侧绕组r1上的第二交流电整流为直流电而为母线电容C bus充电，其中所述二极管与桥式开关单元110内的开关管反并联。在本发明一实施例中，所述二极管为桥式开关单元110内的开关管的体二极管，也可为单独的二极管。如上的，第一工作模式下的第三控制阶段为续流工作模式，如上所述，整流单元130内的至少一开关管工作，以与整流单元130内的电感L1和电感L2，以及第二 电压V2形成续流回路。
如图2所示，变压器单元120的一次侧绕组r1与二次侧绕组r2的变比为Np：Ns，在处于第一工作模式的过程中，母线电容C bus上的电压被逐渐被充电而升高。在本发明一实施例中，当母线电容C bus上的电压被充电至大于等于n倍的Np：Ns与第二电压V2的积时，双向直流变换器100由反向直流变换模式的第一工作模式切换为第二工作模式，其中n为正整数。在本发明一实施例中，优选地，n为2。在本发明一实施例中，优选地，当母线电容C bus上的电压被充电至大于等于20倍的第二电压V2时，双向直流变换器100由反向直流变换模式的第一工作模式切换为第二工作模式。
继续以桥式开关单元110为如图3a所示的全桥桥式开关单元，整流单元130为如图4a所示的倍流整流单元为例，如下将讲述本发明一实施例的反向直流变换模式的中的第二工作模式的工作原理。在第二工作模式中，控制器200控制使得第一开关管S1导通，第二开关管S2关断，整流单元130和桥式开关单元110内的开关管工作以将第二电压V2变换为第一电压V1。其中桥式开关单元110和整流单元130内的开关管工作的具体过程如下，请参阅图8a所示的本发明一实施例的第二工作模式下第一控制阶段的工作原理示意图，如图8a所示，控制器200控制使得整流单元130内的开关管S11导通，开关管S21关断，将第二电压V2变换为位于变压器单元120的二次侧绕组r2侧的交流电压，在变压器单元120的一次侧绕组r1侧感生的交流电压经与桥式开关单元110内的开关管Q3和开关管Q2整流成直流电压。然后，请参阅图8b所示的本发明一实施例的第二工作模式下第二控制阶段的工作原理示意图，如图8b所示，控制器200控制使得整流单元130内的开关管S11和开关管S21均导通，以使得电感L1和L2进行续流，桥式开关单元110内的开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3和开关管Q4均关断。请再参阅图8c所示的本发明一实施例的第二工作模式下第三控制阶段的工作原理示意图，如图8c所示，控制器200控制使得整流单元130内的开关管S21导通，开关管S11关断，将第二电压V2变换为位于变压器单元120的二次侧绕组r2侧的交流电压，在变压器单元120的一次侧绕组r1侧感生的交流电压经与桥式开关单元110内的开关管Q1和开关管Q4整流成直流电。最后再进入如图8b所示 的第二工作模式下的第四控制阶段，以使得电感L1和L2进行续流。如此依次经过第二工作模式下的第一控制阶段至第四控制阶段的循环运行，实现将第二电压V2变换为第一电压V1的反向直流变换模式。如上的，第二工作模式下第一控制阶段和第二工作模式下第三控制阶段为储能工作模式，也即第一储能工作模式和第二储能工作模式，如上所述，整流单元130内的至少一开关管导通，以将第二电压V2变换为变压器单元120的二次侧绕组上的第一交流电，桥式开关单元110内的至少一开关管导通，以将变压器单元120的一次侧绕组上的第二交流电整流为直流电，其中整流单元130内和桥式开关单元110内在第三控制阶段中导通的开关管与在第一控制阶段中导通的开关管不同。第二工作模式下的第二控制阶段和第二工作模式下的第四控制阶段为续流工作模式，其电流路径相同，也即第一续流工作模式和第二续流工作模式电流路径相同。
如上所述，控制器200被配置为输出开关控制信号至桥式开关单元110和整流单元130内的开关管的控制端，以及第一开关管S1和第二开关管S2的控制端，而控制使得双向直流变换器100可工作在将第一电压V1变换为第二电压V2的正向直流变换模式，或，将第二电压V2变换为第一电压V1的反向直流变换模式。并在一实施例中，在将第二电压V2变换为第一电压V1的反向直流变换模式中，桥式开关单元110内仅二极管导通，因此开关器件损耗小，双向直流变换器100的效率高。并其在现有单向直流变换器的基础上即能实现双向的功能，设计改动小，替代成本低，体积小，大大减少成本，且在不损失正向效率的情况下，实现双向直流变换的功能。
如上均以第一开关管S1和开关电阻串联支路140连接在整流单元130的第三端d33与第二电压V2的正端之间，整流单元130的第四端d34连接第二电压V2的负端，也即如图9所示的本发明一实施例的双向直流变换器的框图示意图。在本发明一实施例中，请参阅图10所示的本发明另一实施例的双向直流变换器的电路示意图，还可将第一开关管S1和开关电阻串联支路140连接在整流单元130的第四端d34与第二电压V2的负端之间，整流单元130的第三端d33连接第二电压V2的正端，其工作原理与图6所示的变换器相同，在此不再赘述。并图9和图10内的桥式开关单元110亦可为半桥桥式开关单元或全桥桥式开关单元，整流单元 130亦可为倍流整流单元、全波整流单元或全桥整流单元。在此不再赘述。
在本发明一实施例中，上述的第二开关管S2为继电器。在本发明一实施例中，上述的第二开关管S2为金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。
在本发明一实施例中，上述的第一开关管S1为金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal Oxide Semiconductor Filed Effect Transistor,MOSFET)。在本发明一实施例中，上述的第一开关管S1为绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor,IGBT)。
在本发明一实施例中，还提供一种双向直流变换器，如图9和10所示，双向直流变换器100包括桥式开关单元110、变压器单元120、整流单元130、开关电阻串联支路140和第一开关管S1，桥式开关单元110包括至少一开关管，并包括第一端d11、第二端d12、第三端d13和第四端d14，桥式开关单元110的第一端d11和第二端d12分别连接母线电容C bus的第一端和第二端，并分别连接第一电压V1的正端和负端；变压器单元120包括一次侧绕组r1和二次侧绕组r2，所述一次侧绕组r1的第一端d21和第二端d22分别连接桥式开关单元110的第三端d13和第四端d14；整流单元130包括至少一开关管和一电感，并包括第一端d31、第二端d32、第三端d33和第四端d34，整流单元130的第一端d31和第二端d32分别连接二次侧绕组r2的第一端d23和第二端d24，整流单元130的第三端和第四端分别连接第二电容C2的第一端和第二端，并整流单元130的第三端d33和第四端d34中的至少一者通过第一开关管S1连接第二电压V2的正端和负端中的其中一者，整流单元130的第三端d33和第四端d34中的另一者连接第二电压V2的正端和负端中的另一者，其中第一开关管S1的两端并联一开关电阻串联支路140，开关电阻串联支路140包括第二开关管S2和第一电阻R1，第二开关管S2和第一电阻R1串联连接，其中第一电压V1大于第二电压V2。
如上所述，在如如图5所示的现有的单向直流变换器的基础上添加开关电阻串联支路140，单向直流变换器和开关电阻串联支路140配合即可实现将第一电压V1变换为第二电压V2，或，将第二电压V2变换为第一电压V1。且整个变换器的体积较小，双向直流变换控制更加简单，硬件改动较小，符合电源变换器的小型化趋势。
并图9和图10内的桥式开关单元110亦可为半桥桥式开关单元或全桥桥式开关单元，整流单元130亦可为倍流整流单元、全波整流单元或全桥整流单元。在此不再赘述。
在本发明一实施例中，上述的第二开关管S2为继电器。在本发明一实施例中，上述的第二开关管S2为金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。
在本发明一实施例中，上述的第一开关管S1为金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal Oxide Semiconductor Filed Effect Transistor,MOSFET)。在本发明一实施例中，上述的第一开关管S1为绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor,IGBT)。
在本发明一实施例中，还提供一种双向直流变换器，其包括图9或图10所示的双向直流变换器100，并包括功率因数校正电路140，如图11为本发明另一实施例的双向直流变换器的框图示意图，其在图9所示的双向直流变换器100的基础上包括功率因数校正电路150。如图11所示，功率因数校正电路150包括第一端d41、第二端d42、第三端d43和第四端d44，功率因数校正电路150的第一端d41和第二端d42用于接收直流电压V11，功率因数校正电路150的第三端d43和第四端d44分别连接桥式开关单元110的第一端d11和第二端d12。以形成一带有功率因数校正功能的双向直流变换器。其具有上述的双向直流变换器100的优点，在此不再赘述。
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (14)

  1. 一种双向直流变换系统，其特征在于，包括：
    双向直流变换器，包括：
    桥式开关单元，包括至少一开关管，并包括第一端至第四端，所述桥式开关单元的第一端和第二端分别连接母线电容的第一端和第二端，并分别连接第一电压的正端和负端；
    变压器单元，包括一次侧绕组和二次侧绕组，所述一次侧绕组的第一端和第二端分别连接所述桥式开关单元的第三端和第四端；
    整流单元，包括至少一开关管和一电感，并包括第一端至第四端，所述整流单元的第一端和第二端分别连接所述二次侧绕组的第一端和第二端，所述整流单元的第三端和第四端分别连接第二电容的第一端和第二端，并且所述整流单元的第三端和第四端中的至少一者通过第一开关管连接第二电压的正端和负端中的其中一者，所述整流单元的第三端和第四端中的另一者连接所述第二电压的正端和负端中的另一者，其中第一开关管的两端并联一开关电阻串联支路，所述开关电阻串联支路包括串联连接的第二开关管和第一电阻；
    控制器，被配置为输出开关控制信号至所述桥式开关单元和所述整流单元内的开关管的控制端，以及所述第一开关管和所述第二开关管的控制端，从而控制使得所述双向直流变换器工作在将所述第一电压变换为所述第二电压的正向直流变换模式，或，将所述第二电压变换为所述第一电压的反向直流变换模式。
  2. 根据权利要求1所述的双向直流变换系统，其特征在于，所述正向直流变换模式为：所述控制器控制使得所述第一开关管导通，所述第二开关管关断，所述桥式开关单元和所述整流单元内的开关管工作以将所述第一电压变换为所述第二电压。
  3. 根据权利要求1或2所述的双向直流变换系统，其特征在于，所述反向直流变换模式包括：
    第一工作模式，所述控制器控制使得所述第二开关管导通，所述第一开关管关断，所述整流单元和所述桥式开关单元内的开关管工作以对所述第二电压进行变换而为所述母线电容充电；
    第二工作模式，所述控制器控制使得所述第一开关管导通，所述第二开关管关断，所述整流单元和所述桥式开关单元内的开关管工作以将所述第二电压变换为所述第一电压。
  4. 根据权利要求3所述的双向直流变换系统，其特征在于，所述变压器单元的一次侧绕组与二次侧绕组的变比为Np：Ns，在处于所述第一工作模式的过程中，当所述母线电容上的电压被充电至大于等于n倍的Np：Ns与所述第二电压的积时，所述反向直流变换模式由所述第一工作模式切换为所述第二工作模式，其中n为正整数。
  5. 根据权利要求3所述的双向直流变换系统，其特征在于，所述第一工作模式包括；
    储能工作模式，所述整流单元内的至少一开关管导通，以将所述第二电压变换为所述变压器单元的二次侧绕组上的第一交流电，所述桥式开关单元内二极管导通，以将所述变压器单元的一次侧绕组上的第二交流电整流为直流电而为所述母线电容充电，其中所述二极管与所述桥式开关单元内的开关管反并联；
    续流工作模式，所述整流单元内的至少一开关管工作，以与所述整流单元内的电感和所述第二电压形成续流回路。
  6. 根据权利要求3所述的双向直流变换系统，其特征在于，所述第二工作模式依次包括：
    第一储能工作模式，所述整流单元内的至少一开关管导通，以将所述第二电压变换为所述变压器单元的二次侧绕组上的第一交流电，所述桥式开关单元内的至少一开关管导通，以将所述变压器单元的一次侧绕组上的第二交流电整流为直流电；
    第一续流工作模式，所述整流单元内的至少一开关管导通，以与所述整流单元内的电感和所述第二电压形成续流回路；
    第二储能工作模式，所述整流单元内的至少一开关管导通，以将所述第二电压变换为所述变压器单元的二次侧绕组上的第一交流电，所述桥式开关单元内的至少一开关管导通，以将所述变压器单元的一次侧绕组上的第二交流电整流为直流电，其中所述整流单元内和所述桥式开关单元内在所述第二储能工作模式中导通的开关管与在所述第一储能工作模式中导通的开关管不同；
    第二续流工作模式，所述整流单元内的至少一开关管导通，以与所述整流单元内的电感和所述第二电压形成续流回路。
  7. 一种双向直流变换器，其特征在于，包括：
    桥式开关单元，包括至少一开关管，并包括第一端、第二端、第三端和第四端，所述桥式开关单元的第一端和第二端分别连接母线电容的第一端和第二端，并分别连接第一电压的正端和负端；
    变压器单元，包括一次侧绕组和二次侧绕组，所述一次侧绕组的第一端和第二端分别连接所述桥式开关单元的第三端和第四端；以及
    整流单元，包括至少一开关管和一电感，并包括第一端、第二端、第三端和第四端，所述整流单元的第一端和第二端分别连接所述二次侧绕组的第一端和第二端，所述整流单元的第三端和第四端分别连接第二电容的第一端和第二端，并所述整流单元的第三端和第四端中的至少一者通过一第一开关管连接一第二电压的正端和负端中的其中一者，所述整流单元的第三端和第四端中的另一者连接所述第二电压的正端和负端中的另一者，其中第一开关管的两端并联一开关电阻串联支路，所述开关电阻串联支路包括第二开关管和第一电阻，所述第二开关管和所述第一电阻串联连接，其中所述第一电压大于所述第二电压。
  8. 根据权利要求7所述的双向直流变换器，其特征在于，所述开关电阻串联支路连接在所述整流单元的第三端与所述第二电压的正端之间。
  9. 根据权利要求7所述的双向直流变换器，其特征在于，所述开关电阻串联支路连接在所述整流单元的第四端与所述第二电压的负端之间。
  10. 根据权利要求7所述的双向直流变换器，其特征在于，所述第二开关管为继电器。
  11. 根据权利要求7所述的双向直流变换器，其特征在于，所述第一开关管为MOSFET。
  12. 根据权利要求7所述的双向直流变换器，其特征在于，所述桥式开关单元为全桥桥式开关单元。
  13. 根据权利要求7所述的双向直流变换器，其特征在于，所述整流单元为全波整流单元、倍流整流单元或全桥整流单元。
  14. 一种双向直流变换器，其特征在于，包括：
    权利要求7所述双向直流变换器；
    一功率因数校正电路，所述功率因数校正电路包括第一端、第二端、第三端和第四端，所述功率因数校正电路的第一端和第二端用于接收一直流电压，所述功率因数校正电路的第三端和第四端分别连接所述桥式开关单元的第一端和第二端。
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