CN110957923A - 基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器和并网储能系统 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器，包括：依次电连接的升压储能滤波模块、输入开关网络、变压器模块、移相全桥控制模块、输出开关网络，以及与所述移相全桥控制模块连接的投切控制模块，所述移相全桥控制模块包括谐振单元和二极管导通控制单元，所述升压储能滤波模块连接输入电源的正极和负极；所述投切控制模块连接所述二极管导通控制单元以用于在正向变换时控制所述谐振单元投出，在反向变换时控制所述谐振单元投入。本发明还涉及一种并网储能系统。本发明可以低成本、高效率方式的单级拓扑结构满足宽输入电压范围，提高系统转换效率。
Description
技术领域
本发明涉及电源模块领域，更具体地说，涉及一种基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器和包括该基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器的并网储能系统。
背景技术
随着能源危机的日益加剧和人们环保意识的提高，绿色高效利用能源成为各国研究应用的重点，而高频隔离型宽范围直流变换器的研究更是重中之重。目前，在工程应用中，基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器通常输入电压范围过窄，无法满足宽输入电压范围。而宽输入电压范围的双向高频隔离型直流变换器大多采用两级式拓扑结构。例如BUCKBOOST+LLC电路级联，通过BUCKBOOST升压模块提高输入电压范围，通过LLC电路的变压器实现高频隔离。又或者BUCKBOOST+移相全桥电路级联，同样通过BUCKBOOST升压模块提高输入电压范围，通过移相全桥电路的变压器实现高频隔离。但是不管是BUCKBOOST+LLC电路级联还是BUCKBOOST+移相全桥电路级联相对于单级式拓扑结构而言都增加了开关管的成本，降低了能量的转换效率。
发明内容
本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术的上述缺陷，提供一种基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器，用于以低成本、高效率方式的单级拓扑结构满足宽输入电压范围。
本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：构造一种基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器，包括：依次电连接的升压储能滤波模块、输入开关网络、变压器模块、移相全桥控制模块、输出开关网络，以及与所述移相全桥控制模块控制连接的投切控制模块，所述移相全桥控制模块包括谐振单元和二极管导通控制单元，所述升压储能滤波模块连接输入电源的正极和负极；所述投切控制模块电连接所述二极管导通控制单元以用于在正向变换时控制所述谐振单元投出，在反向变换时控制所述谐振单元投入。
在本发明所述的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器中，所述二极管导通控制单元包括第一二极管和第二二极管，所述第一二极管的阴极连接所述输出开关网络的第一端、阳极连接所述第二二极管的阴极，所述第二二极管的阳极连接所述输出开关网络的第二端，所述输出开关网络的第三端连接所述谐振单元的第一端，所述谐振单元的第二端连接所述变压器模块的副边第一端，所述输出开关网络的第四端连接所述变压器模块的副边第二端。
在本发明所述的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器中，所述投切控制模块的输入端连接所述变压器模块的副边第一端、第一控制端连接所述谐振单元、第二控制端连接所述二极管导通控制单元。
在本发明所述的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器中，所述谐振单元包括谐振电容和谐振电感，所述谐振电感的第一端连接所述变压器模块的副边第一端、第二端经所述谐振电容连接所述输出开关网络的第三端。
在本发明所述的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器中，所述投切控制模块为单刀双掷开关，所述单刀双掷开关的动触头端连接所述变压器模块的副边第一端、第一静触点连接所述第一二极管的阳极和所述第二二极管的阴极、第二静触点连接所述谐振电感的第二端。
在本发明所述的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器中，所述升压储能滤波模块包括连接在输入电源正极和负极之间的输入滤波电容和连接在所述输入电源正极和所述输入开关网络的第一输入端的电感。
在本发明所述的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器中，所述升压储能滤波模块进一步包括连接在所述输入开关网络的第一端和第二端之间的吸收单元。
在本发明所述的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器中，所述输入开关网络和所述输出开关网络包括全桥开关管网络或半桥开关管网络；所述吸收单元包括吸收二极管、吸收电容和吸收电阻，所述吸收二极管的阳极连接所述输入开关网络的第一端、阴极经所述吸收电容连接所述输入开关网络的第二端，所述吸收电阻并联在所述吸收二极管或所述吸收电容两端。
在本发明所述的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器中，所述开关管为金属-氧化物半导体场效应晶体管、绝缘栅双极晶体管、电力晶体管、绝缘栅场效应管、门极可关断晶闸管或晶闸管。
本发明解决其技术问题采用的另一技术方案是，构造一种并网储能系统，包括电池模块、DC滤波模块、DC/AC模块、AC滤波模块、继电器、电网模块以及所述的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器，所述电池模块经所述基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器连接到所述DC滤波模块，所述DC滤波模块进一步依次经DC/AC模块、AC滤波模块、继电器连接电网模块。
实施本发明的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器和并网储能系统，通过采用投切控制模块，用于在正向变换时控制所述谐振单元投出，在反向变换时控制所述谐振单元投入，从而将相对稳定的输入电压变换为宽输出范围的输出电压，因此可以低成本、高效率方式的单级拓扑结构满足宽输入电压范围，提高系统转换效率。
附图说明
下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：
图1是本发明的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器的第一优选实施例的原理框图；
图2是本发明的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器的第二优选实施例的电路图；
图3A-3C示出了图2所示的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器的正向变换时充电能量、正负能量传递示意图；
图4是图2所示的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器的直流正向变换的开关管驱动发波示意图；
图5是图2所示的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器的直流正向变换的控制框图；
图6A-6B示出了图2所示的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器的反向变换时正负能量传递示意图；
图7是图2所示的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器的直流反变换的开关管驱动发波示意图；
图8是图2所示的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器的直流反向变换的控制框图；
图9A-9B示出了本发明的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器应用电路原理图；
图10是本发明的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器的第三优选实施例的电路图；
图11是本发明的电源并网系统的第一优选实施例的原理框图；
图12A-12C示出了DA/AC模块的单相可选实现方式；
图13A-13C示出了DA/AC模块的三相可选实现方式。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
本发明涉及一种基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器，包括：依次电连接的升压储能滤波模块、输入开关网络、变压器模块、移相全桥控制模块、输出开关网络，以及与所述移相全桥控制模块连接的投切控制模块，所述移相全桥控制模块包括谐振单元和二极管导通控制单元，所述升压储能滤波模块连接输入电源的正极和负极；所述投切控制模块电连接所述二极管导通控制单元以用于在正向变换时控制所述谐振单元投出，在反向变换时控制所述谐振单元投入。本发明的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器，通过采用投切控制模块，用于在正向变换时控制所述谐振单元投出，在反向变换时控制所述谐振单元投入，从而将相对稳定的输入电压变换为宽输出范围的输出电压，因此可以低成本、高效率方式的单级拓扑结构满足宽输入电压范围，提高系统转换效率。
双向直流变换系统，对电压变换范围、功率密度、成本、体积、效率的要求是必不可少的。然而，由于传统的拓扑结构通常采用两级式结构，通过额外增加一级升降压电路来提高输入电压范围。因此，传统两级式拓扑结构因开关管的增加，不可避免的引出成本增加、功率密度减小、转换效率降低、控制难度增高等一系列问题。现有产品大多都是通过采用多个电路的串并联，组合成较大容量和较宽范围的双向直流变换器。然而，本申请的发明人创造性的想到将BOOST升压模块与高频隔离型直流变换模块相结合起来，通过BOOST升压模块与高频变压器组合达到升降压的目的；双向直流反向变换采用传统的移相全桥电路，提高系统效率，这一举措突破了本领域中一向以来的惯有思维模式。
图1是本发明的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器的第一优选实施例的原理框图。如图1所示，本发明的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器，包括：依次电连接的升压储能滤波模块100、输入开关网络200、变压器模块300、移相全桥控制模块400、输出开关网络500，以及与所述移相全桥控制模块400控制连接的投切控制模块600。所述移相全桥控制模块400包括谐振单元410和二极管导通控制单元420。所述升压储能滤波模块100连接输入电源的正极和负极；所述投切控制模块600电连接所述二极管导通控制单元420以用于在正向变换时控制所述谐振单元410投出，在反向变换时控制所述谐振单元410投入。
在本发明的优选实施例中，所述升压储能滤波模块100可以采用任何已知的电容和电感构建。所述变压器模块300可以包括一个或者多个串联的变压器。所述输入开关网络200和输出开关网络500可以包括任何已知的全桥开关管网络或半桥开关管网络。所述谐振单元410可以是任何LLC谐振模块，CLLC谐振模块，LC谐振模块等等。所述投切控制模块600可以是任何硬件开关或电路，例如空气开关、功率开关管、继电器或接触器，也可以是任何软开关模块，或者器件。所述二极管导通控制单元420可以包括至少两个串联二极管。当然也可以包括多个串联二极管。
在本发明的优选实施例中，所述二极管导通控制单元包括第一二极管和第二二极管，所述第一二极管的阴极连接所述输出开关网络的第一端、阳极连接所述第二二极管的阴极，所述第二二极管的阳极连接所述输出开关网络的第二端，所述输出开关网络的第三端连接所述谐振单元的第一端，所述谐振单元的第二端连接所述变压器模块的副边第一端，所述输出开关网络的第四端连接所述变压器模块的副边第二端。所述投切控制模块的输入端连接所述变压器模块的副边第一端、第一控制端连接所述谐振单元、第二控制端连接所述二极管导通控制单元。所述谐振单元包括谐振电容和谐振电感，所述谐振电感的第一端连接所述变压器模块的副边第一端、第二端经所述谐振电容连接所述输出开关网络的第三端。
实施本发明的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器，通过采用投切控制模块，用于在正向变换时控制所述谐振单元投出，在反向变换时控制所述谐振单元投入，从而将相对稳定的输入电压变换为宽输出范围的输出电压，因此可以低成本、高效率方式的单级拓扑结构满足宽输入电压范围，提高系统转换效率。
图2是本发明的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器的第二优选实施例的电路图。如图2所示，本发明的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器，包括：依次电连接的升压储能滤波模块100、输入开关网络200、变压器模块300、移相全桥控制模块400、输出开关网络500，以及与所述移相全桥控制模块400控制连接的投切控制模块600。所述移相全桥控制模块400包括谐振单元410和二极管导通控制单元420。所述升压储能滤波模块100连接输入电源的正极和负极；所述投切控制模块600电连接所述二极管导通控制单元420以用于在正向变换时控制所述谐振单元410投出，在反向变换时控制所述谐振单元410投入。
进一步地，如图2所示，所述升压储能滤波模块100包括连接在输入电源正极BAT+和负极BAT-之间的滤波电容Cin和连接在所述输入电源正极BAT+和所述输入开关网络200的第一输入端的电感Lboost。所述输入开关网络200包括开关管Q1-Q4以及反向并联的二极管构成的全桥开关管网络。在本发明的优选实施例中，所述开关管Q1-Q4可以为金属-氧化物半导体场效应晶体管、绝缘栅双极晶体管、电力晶体管、绝缘栅场效应管、门极可关断晶闸管或晶闸管。所述输入开关网络200的第一输出端经隔直电容Co连接所述变压器模块300的原边第一端，所述输入开关网络200的第二输出端连接所述变压器模块300的原边第二端。
在本实施例中，所述谐振单元410包括谐振电容C1和谐振电感Lr。所述谐振电感Lr的第一端连接所述变压器模块300的副边第一端、第二端经所述谐振电容C1连接所述输出开关网络500的第三端。所述二极管导通控制单元420包括第一二极管D1和第二二极管D2，所述第一二极管D1的阴极连接所述输出开关网络500的第一端、阳极连接所述第二二极管D2的阴极，所述第二二极管D2的阳极连接所述输出开关网络500的第二端，所述输出开关网络500的第四端连接所述变压器模块300的副边第二端。在本实施例中，所述输出开关网络500包括开关管Q5-Q8以及反向并联的二极管构成的全桥开关管网络。在本发明的优选实施例中，所述开关管Q5-Q8可以为金属-氧化物半导体场效应晶体管、绝缘栅双极晶体管、电力晶体管、绝缘栅场效应管、门极可关断晶闸管或晶闸管。
在本实施例中，投切控制模块600为单刀双掷开关Kl，所述单刀双掷开关Kl的动触头端连接所述变压器模块300的副边第一端、第一静触点A连接所述第一二极管D1的阳极和所述第二二极管D2的阴极、第二静触点B连接所述谐振电感的第二端。在本发明的其他优选实施例中，所述第二静触点B还可以连接在所述谐振电容C1的第二端，而谐振电容C1可以设置在任何其他适合的位置，例如变压器模块300的副边第二端一侧。进一步地所述输出开关网络500还可以包括输出滤波电容Cout。所述输出滤波电容Cout的两端连接正负母线。优选的，单刀双掷开关Kl可以是空气开关。所述升压储能滤波模块100的输入端可以连接电池模块或负载模块、单相无源功率因数校正电路、单相有源功率因数校正电路、三相无源功率因数校正电路、三相有源功率因数校正电路。
在本发明的进一步的优选实施例中，所述升压储能滤波模块进一步包括连接在所述输入开关网络的第一端和第二端之间的吸收单元。在图10所示的实施例中，所述吸收单元包括吸收二极管Df、吸收电容Cf和吸收电阻Rf。所述吸收二极管Df的阳极连接所述输入开关网络200的第一输入端、阴极经所述吸收电容Cf连接所述输入开关网络200的第二输入端，所述吸收电阻Rf并联在所述吸收电容Cf两端。当然，所述吸收电阻Rf还可以连接在所述吸收二极管Df两端。在本发明的其他优选实施例中，所述吸收单元还可以采用其他构造，或者包括其他元件。
图3A-3C和图6A-6B分别示出了图2基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器的正向变换时充电能量、正负能量传递示意图和反向变换时正负能量传递示意图。图4和7分别示出了其直流正向和反向变换的开关管驱动发波示意图。图5和8分别示出了其直流正向变换和直流反向变换的控制框图。图9A-9B示出了其应用电路示意图。下面结合图2-9A对本发明的原理说明如下。
在正向变换阶段：
在步骤一中，将单刀双掷空气开关Kl的动触头与第二静触点B闭合，短接谐振电感Lr，利用等效BOOST升压电路与高频变压器相结合，实现输入电源侧向输出侧的升降压。
在步骤二中、变压器模块的高压侧全桥电路的开关管按以下方式控制：开关管Q1、开关管Q3驱动相同，开关管Q2、开关管Q4驱动相同，开关管Q1、开关管Q2驱动占空比相同、相位交错180度。
在步骤三中、变压器模块的高压侧全桥电路的开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4全部导通时，输入电源向电感Lboost充电；此时变压器模块的低压侧开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7、开关管Q8均关断。具体电路如图3A所示。
在步骤四中、变压器模块的高压侧全桥电路的开关管Q1、开关管Q3导通，开关管Q2、开关管Q4关断时，输入电源与电感Lboost均放电；此时变压器模块的低压侧开关管Q5、开关管Q7导通，开关管Q6、开关管Q8关断，进行同步整流；具体电路如图3B所示。
在步骤五中、变压器模块的高压侧全桥电路的开关管Q1、开关管Q3关断，开关管Q2、开关管Q4导通时，输入电源与电感Lboost均放电；此时变压器模块的低压侧开关管Q5、开关管Q7关断，开关管Q6、开关管Q8导通，进行同步整流；具体电路说明如图3C所示。
由于正向变换控制目标是稳定输出电压，优选为母线电压、限制功率、改善电流纹波，因此采用电压电流双闭环控制：由输出电压PI环路计算电流参考值，再经过电流PI环路计算升压占空比，再加前馈量计算实际控制开关管占空比；具体发波控制方式如图4所示、控制框图如图5所示。
在反向变换阶段：
在步骤一中，将单刀双掷空气开关Kl的动触头与第一静触点A闭合，接入谐振电感Lr，构成移相全桥电路，实现输入电源侧向输出侧的升降压，开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7、开关管Q8均以恒定占空比进行控制，通过不同桥臂之间的相位差，实现对反向输出电压的控制。
在步骤二中，变压器模块的低压侧全桥电路开关管按以下方式控制：开关管Q5、开关管Q8驱动互补，开关管Q6、开关管Q7驱动互补，并通过调整两桥臂之间的相位差，实现对变压器两端电压脉宽的控制。
在步骤三中，当变压器模块的低压侧开关管Q5、开关管Q7导通，开关管Q6、开关管Q8关断时，输出侧通过变压器模块向输入电源传递能量；此时变压器模块的高压侧开关管Q1、开关管Q3导通，开关管Q2、开关管Q4关断，进行同步整流；具体电路如图6A所示。
在步骤四中，当变压器模块的低压侧开关管Q5、开关管Q7关断，开关管Q6、开关管Q8导通时，输出侧通过变压器模块向输入电源传递能；此时变压器模块的高压侧开关管Q1、开关管Q3关断，开关管Q2、开关管Q4导通，进行同步整流；具体电路如图6B所示。
除了前述步骤三和四中，所述变压器模块的低压侧开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7、开关管Q8的开关状态外，其他开关管逻辑组合皆处于续流换向阶段。
反向变换控制目标是稳定输入电源电压，同时限制功率，采用电压电流双闭环控制：由输入电源电压PI环路计算电流参考值，再经过电流PI环路计算相位调整量，得到实际控制所需的相位角；具体发波控制方式如图7所示、控制框图如图8所示。在恒流控制阶段，输入电源电压PI环饱和；在恒压控制阶段与浮充阶段，输入电源电压PI环将退饱和。
本发明的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器，创新的将BOOST升压电路和移相全桥电路相结合实现对高频变压器高压侧进行升压的功能，再通过高频变压器变比降压，其低压侧可使用低耐压开关管，节约成本；有效扩宽输入电压范围的前提下，未增加开关管，可降低系统体积、简化控制；通过单级功率变换电路，实现宽输入电压范围的双向直流变换，可提高系统转换效率。
图11是本发明的并网储能系统的第一优选实施例的原理框图。如图11所示，该并网储能系统，包括电池模块101、DC滤波模块301、DC/AC模块401、AC滤波模块501、继电器601、电网模块701以及基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器201。所述电池模块101经所述基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器201连接到所述DC滤波模块301，所述DC滤波模块进一步依次经DC/AC模块401、AC滤波模块501、继电器601连接电网模块701。
本领域技术人员知悉，电池模块101、DC滤波模块301、DC/AC模块401、AC滤波模块501、继电器601、电网模块701可以采用本领域中已知的任何相关模块。图12A-12C示出了DA/AC模块的单相可选实现方式。图13A-13C示出了DA/AC模块的三相可选实现方式。所述基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器201可以参照前述任何实施例构造。
优选的所述电池模块101回路中串联有电流传感器；所述电网模块701回路中串联有电流传感器；所述继电器601前后的两端交流电压分别通过电压传感器进行采样；所述电池模块101与DC滤波模块301两端的直流电压分别通过电阻串并联和线性光耦电路进行采样。
下面对本发明的电源并网系统的工作原理详细描述如下。
在步骤一中，检测电池模块101、电网模块701接入情况。
在步骤二中，若仅接入电网模块701或电池模块101系统不运行。
在步骤三中、若电池模块101与电网模块701均正常：首先，母线软启，主要是控制所述基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器201将电池模块101的电压变换为理想电压输出；其次，软件锁相，主要是对电网模块701的相位进行软件锁相；再次，继电器检测，闭合继电器，将电网模块701接入系统；最后，确定电池模块101功率流向控制，主要是上位机下发命令，设置电池模块101为充电模式还是放电模式。
下面进一步对如何控制所述基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器201实现电池模块101的充放电，进行具体分析：
放电运行模式：
将单刀双掷空气开关Kl的动触头与第二静触点B闭合，短接谐振电感Lr，利用等效BOOST升压与高频变压器相结合，实现输入电源侧向输出侧的升降压。同过调整变压器模块高压侧的输入开关网络与低压侧的输出开关网络的开关管的占空比，实现本发明拓扑结构对电池模块101的放电升降压与高频隔离功能，具体为：
变压器模块高压侧的输入开关网络的开关管占空比软起，直至最大50％，得到初始占空比值，且保证同一桥臂的开关管驱动占空比相同、相位交错180度，不同桥臂相对的开关管驱动相同。
给定所需的DC滤波模块301的电压作为放电电压闭环参考值，将DC滤波模块301两端的实际直流电压作为放电电压闭环反馈值，输出放电电流闭环给定值。
将电池模块101回路中串联电流传感器所采样的电流值作为放电电流闭环的反馈值，输出变压器模块高压侧的输入开关网络的开关管占空比调整量。
将计算所得的占空比调整量与初始占空比相加得到实际控制变压器模块高压侧的输入开关网络的开关管占空比。
将计算所得的实际控制变压器模块高压侧的输入开关网络的开关管占空比作为参考，计算变压器模块低压侧的输入开关网络的开关管同步整流控制所需的占空比，并比理想计算值略小，避免能量反灌。
充电运行阶段：将单刀双掷空气开关Kl的动触头与第一静触点A闭合，接入谐振电感Lr，构成移相全桥电路，同过调整变压器模块高压侧的输入开关网络与低压侧的输出开关网络的开关管的不同桥臂之间的相位差，实现本发明拓扑结构对电池模块101的放电升降压与高频隔离功能，具体为：
初始设定的开关相位差与占空比，缓慢减小变压器模块低压侧的输入开关网络的开关管的死区时间直至设定值，且保证同一桥臂的开关管互补，不同桥臂间相对的开关管驱动相位差为设定值。
给定所需的电池模块101电压作为充电电压闭环参考值，将电池模块101两端的实际直流电压作为充电电压闭环反馈值，输出充电电流闭环给定值。
将电池模块101回路中串联电流传感器所采样的电流值作为充电电流闭环的反馈值，输出变压器模块低压侧的输入开关网络的开关管两桥臂之间相位的调整量。
将计算所得的相位调整量与初始设定的相位值相加得到实际控制变压器模块低压测输出开关网络的开关管桥臂间的相位差。
将计算所得的实际控制变压器模块低压侧的输入开关网络的开关管占空比作为参考，计算变压器模块高压侧的输入开关网络的开关管同步整流控制所需的占空比，其中占空比值略小于理想计算值。
本发明的并网储能系统，创新的将BOOST升压电路和移相全桥电路相结合实现对高频变压器高压侧进行升压的功能，再通过高频变压器变比降压，其低压侧可使用低耐压开关管，节约成本；有效扩宽输入电压范围的前提下，未增加开关管，可降低系统体积、简化控制；通过单级功率变换电路，实现宽输入电压范围的双向直流变换，可提高系统转换效率。
虽然本发明是通过具体实施例进行说明的，本领域技术人员应当明白，在不脱离本发明范围的情况下，还可以对本发明进行各种变换及等同替代。另外，针对特定情形或材料，可以对本发明做各种修改，而不脱离本发明的范围。因此，本发明不局限于所公开的具体实施例，而应当包括落入本发明权利要求范围内的全部实施方式。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (10)
1.一种基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器，其特征在于，包括：依次电连接的升压储能滤波模块、输入开关网络、变压器模块、移相全桥控制模块、输出开关网络，以及与所述移相全桥控制模块连接的投切控制模块，所述移相全桥控制模块包括谐振单元和二极管导通控制单元，所述升压储能滤波模块连接输入电源的正极和负极；所述投切控制模块电连接所述二极管导通控制单元以用于在正向变换时控制所述谐振单元投出，在反向变换时控制所述谐振单元投入。
2.根据权利要求1所述的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器，其特征在于，所述二极管导通控制单元包括第一二极管和第二二极管，所述第一二极管的阴极连接所述输出开关网络的第一端、阳极连接所述第二二极管的阴极，所述第二二极管的阳极连接所述输出开关网络的第二端，所述输出开关网络的第三端连接所述谐振单元的第一端，所述谐振单元的第二端连接所述变压器模块的副边第一端，所述输出开关网络的第四端连接所述变压器模块的副边第二端。
3.根据权利要求2所述的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器，其特征在于，所述投切控制模块的输入端连接所述变压器模块的副边第一端、第一控制端连接所述谐振单元、第二控制端连接所述二极管导通控制单元。
4.根据权利要求3所述的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器，其特征在于，所述谐振单元包括谐振电容和谐振电感，所述谐振电感的第一端连接所述变压器模块的副边第一端、第二端经所述谐振电容连接所述输出开关网络的第三端。
5.根据权利要求4所述的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器，其特征在于，所述投切控制模块为单刀双掷开关，所述单刀双掷开关的动触头端连接所述变压器模块的副边第一端、第一静触点连接所述第一二极管的阳极和所述第二二极管的阴极、第二静触点连接所述谐振电感的第二端。
6.根据权利要求5所述的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器，其特征在于，所述升压储能滤波模块包括连接在输入电源正极和负极之间的输入滤波电容和连接在所述输入电源正极和所述输入开关网络的第一输入端的电感。
7.根据权利要求6所述的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器，其特征在于，所述升压储能滤波模块进一步包括连接在所述输入开关网络的第一端和第二端之间的吸收单元。
8.根据权利要求7所述的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器，其特征在于，所述输入开关网络和所述输出开关网络包括全桥开关管网络或半桥开关管网络，所述吸收单元包括吸收二极管、吸收电容和吸收电阻，所述吸收二极管的阳极连接所述输入开关网络的第一端、阴极经所述吸收电容连接所述输入开关网络的第二端，所述吸收电阻并联在所述吸收二极管或所述吸收电容两端。
9.根据权利要求8所述的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器，其特征在于，所述开关管为金属-氧化物半导体场效应晶体管、绝缘栅双极晶体管、电力晶体管、绝缘栅场效应管、门极可关断晶闸管或晶闸管。
10.一种并网储能系统，包括电池模块、DC滤波模块、DC/AC模块、AC滤波模块、继电器、电网模块以及根据权利要求1-9中任意一项所述的基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器，所述电池模块经所述基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器连接到所述DC滤波模块，所述DC滤波模块进一步依次经DC/AC模块、AC滤波模块、继电器连接电网模块。
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