CN109194168B - 一种高效整流电路及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种高效整流电路及其控制方法，所述的电路包括交流输入端、储能电感、第一和第二升压二极管、第一和第二输出电容、谐振电感、第一至第四主控开关和谐振电容；所述交流输入端的第一端与储能电感的第一端连接，所述储能电感的第二端与所述第一升压二极管的阳极、第二升压二极管的阴极、以及所述谐振电感的第一端连接，所述第一输出电容的另一端为输出中点并分别与所述第二输出电容的一端以及所述交流输入端的第二端连接，所述第一主控开关与所述第二主控开关同向串联构成第一桥臂，所述第三主控开关与所述第四主控开关同向串联构成第二桥臂。与现有技术相比，本发明整流电路能够实现所有开关器件的软开关，具有明显降低了电磁干扰。

Description

一种高效整流电路及其控制方法

技术领域

本发明涉及整流技术领域，尤其是涉及一种高效整流电路及其控制方法。

背景技术

升压型整流器拓扑的高功率密度和快速瞬态响应与开关频率直接相关。然而，开关频率的增加导致开关损耗和电磁干扰(EMI)。在公开文献中，已经研究了许多采用软开关技术的变换器拓扑，以提高功率因数校正整流器的效率。软开关的优点包括减少开关损耗和开关应力，从而实现高功率密度和高效率的变换器。此外，可以使用称为缓冲电路的辅助电路来实现整流器的高频开关操作。缓冲电路可以是有源的、无源的或两者的组合。但是需要增加功率和控制电路的成本和复杂性。

通常，软开关可以分为两种类型，即零电压开关(ZVS)和零电流开关(ZCS)。软开关技术的类型取决于所使用的半导体器件。零电压开关(ZVS)技术在MOSFET中是有效的，零电流开关(ZCS)技术在IGBT中是有效的，因为IGBT中的电流拖尾现象是开关损耗的主要部分。相比于MOSFET，IGBT具有更高的耐压能力和更高的功率密度等特性，使得IGBT更适合于高功率的应用。然而，慢开关速度和高频操作是IGBT的两个主要限制。

另外，已知技术中软开关技术只能降低整流电路的开关损耗，不能降低整流电路中的传导损耗，包括前端桥式整流器的两个二极管损耗和一个(或两个)功率开关损耗。

发明内容

本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种高效整流电路及其控制方法，实现了所有整流电路中所有开关器件的软开关。

本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：

一种高效整流电路，包括交流输入端、储能电感、第一升压二极管、第二升压二极管、第一输出电容、第二输出电容、谐振电感、第一至第四主控开关和谐振电容；

所述交流输入端的第一端与储能电感的第一端连接，所述储能电感的第二端与所述第一升压二极管的阳极、第二升压二极管的阴极、以及所述谐振电感的第一端连接，所述第一升压二极管的阴极与所述第一输出电容的一端连接，所述第一输出电容的另一端为输出中点并分别与所述第二输出电容的一端以及所述交流输入端的第二端连接，所述第二升压二极管的阳极与所述第二输出电容的另一端连接，所述第一主控开关与所述第二主控开关同向串联构成第一桥臂，所述第一桥臂的中点与所述谐振电感的另一端连接，所述第三主控开关与所述第四主控开关同向串联构成第二桥臂，所述第二桥臂的中点与所述输出中点连接。

一种高效整流电路，包括交流输入端、储能电感、第一升压二极管、第二升压二极管、第一输出电容、第二输出电容、谐振电感、第一至第四主控开关和谐振电容；

所述交流输入端的第一端与所述第一升压二极管的阳极、第二升压二极管的阴极、以及所述谐振电感的第一端连接，所述第一升压二极管的阴极与所述第一输出电容的一端连接，所述第一输出电容的另一端为输出中点与所述第二输出电容的一端连接，所述第二升压二极管的阳极与所述第二输出电容的另一端连接，所述第一主控开关与所述第二主控开关同向串联构成第一桥臂，所述第一桥臂的中点与所述谐振电感的另一端连接，所述第三主控开关与所述第四主控开关同向串联构成第二桥臂，所述第二桥臂的中点与所述输出中点连接，所述交流输入端的第二端与所述储能电感的第一端连接，所述储能电感的第二端与所述输出中点连接。

一种高效整流电路，应用于三相四线制电力系统，包括A相整流电路、B相整流电路和C相整流电路。

所述A相整流电路包括A相交流输入端、A相储能电感、A相第一升压二极管、A相第二升压二极管、A相第一输出电容、A相第二输出电容、A相谐振电感、A相第一至第四主控开关和A相谐振电容；

所述A相交流输入端与所述A相第一升压二极管的阳极、A相第二升压二极管的阴极、以及所述A相谐振电感的第一端连接，所述A相第一升压二极管的阴极与所述A相第一输出电容的一端连接，所述A相第一输出电容的另一端为A相输出中点并与所述A相第二输出电容的一端连接，所述A相第二升压二极管的阳极与所述A相第二输出电容的另一端连接，所述A相第一主控开关与所述A相第二主控开关同向串联构成A相第一桥臂，所述A相第一桥臂的中点与所述A相谐振电感的另一端连接，所述A相第三主控开关与所述A相第四主控开关同向串联构成A相第二桥臂，所述A相第二桥臂的中点与所述A相输出中点连接，所述A相输出中点与中性线连接。

所述B相整流电路包括B相交流输入端、B相储能电感、B相第一升压二极管、B相第二升压二极管、B相第一输出电容、B相第二输出电容、B相谐振电感、B相第一至第四主控开关和B相谐振电容；

所述B相交流输入端与所述B相第一升压二极管的阳极、B相第二升压二极管的阴极、以及所述B相谐振电感的第一端连接，所述B相第一升压二极管的阴极与所述B相第一输出电容的一端连接，所述B相第一输出电容的另一端为B相输出中点并与所述B相第二输出电容的一端连接，所述B相第二升压二极管的阳极与所述B相第二输出电容的另一端连接，所述B相第一主控开关与所述B相第二主控开关同向串联构成B相第一桥臂，所述B相第一桥臂的中点与所述B相谐振电感的另一端连接，所述B相第三主控开关与所述B相第四主控开关同向串联构成B相第二桥臂，所述B相第二桥臂的中点与所述B相输出中点连接，所述B相输出中点与中性线连接。

所述C相整流电路包括C相交流输入端、C相储能电感、C相第一升压二极管、C相第二升压二极管、C相第一输出电容、C相第二输出电容、C相谐振电感、C相第一至第四主控开关和C相谐振电容；

所述C相交流输入端与所述C相第一升压二极管的阳极、C相第二升压二极管的阴极、以及所述C相谐振电感的第一端连接，所述C相第一升压二极管的阴极与所述C相第一输出电容的一端连接，所述C相第一输出电容的另一端为C相输出中点并与所述C相第二输出电容的一端连接，所述C相第二升压二极管的阳极与所述C相第二输出电容的另一端连接，所述C相第一主控开关与所述C相第二主控开关同向串联构成C相第一桥臂，所述C相第一桥臂的中点与所述C相谐振电感的另一端连接，所述C相第三主控开关与所述C相第四主控开关同向串联构成C相第二桥臂，所述C相第二桥臂的中点与所述C相输出中点连接，所述C相输出中点与中性线连接。

一种高效整流电路的控制方法，应用于所述高效整流电路，包括如下步骤：

步骤一判断输入电源在正半周还是负半周，若为正半周，执行步骤二，若为负半周，执行步骤三；

步骤二在输入电源正半周，输入电源经第一升压二极管为第一输出电容充电，开通第一主控开关和第三主控开关，谐振电感和谐振电容开始谐振，第二主控开关和第四主控开关的体二极管开通后，且主控开关的导通时间到达后关断第一主控开关和第三主控开关；

步骤三在输入电源负半周，输入电源经第二升压二极管为第二输出电容充电，开通第二主控开关和第四主控开关，谐振电感和谐振电容开始谐振，第一主控开关和第三主控开关的体二极管开通后，且主控开关的导通时间到达后关断第二主控开关和第四主控开关。

与现有技术相比，本发明提供了一种高效整流电路，在电路中引入谐振电容和谐振电感，以对主控开关和升压二极管进行软开关，降低了开关损耗和电磁干扰。此外，提供软开关操作时，谐振电容和谐振电感组合作为电路的主开关元件，不需要辅助电路。这使得电路简单且成本低。

附图说明

图1本发明高效整流电路的单相电路结构图。

图2为图1所示高效整流电路中关键点的波形示意图。

图3本发明高效整流电路的三相电路结构图。

图4本发明高效整流电路的控制流程图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都应属于本发明保护的范围。

为使本发明实施例的目的和技术方案更加清楚，下面将结合本发明实施例的附图，对本发明实施例的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于所描述的本发明的实施例，本领域普通技术人员在无需创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如图1所示，为本发明高效整流电路的结构示意图，所述交流输入端IN1-IN2接受交流输入Vin，交流输入端IN1与升压电感L的一端连接，升压电感L的另一端连接第一升压二极管D1的阳极、第二升压二极管D2的阴极以及谐振电路的第一端P1，所述第一升压二极管D1的阴极连接第一输出电容C_O1的第一端P7，所述第二升压二极管D2的阳极连接第二输出电容C_O2的第一端P8，所述第一输出电容C_O1和所述第二输出电容C_O2的第二端连接，该连接端P6为输出中点，所述谐振电路的另一端P5连接输出电容的中性点P6，所述谐振电路包括谐振电感Lr、第一主控开关Q1、第二主控开关Q2、第三主控开关Q3、第四主控开关Q4、谐振电容Cr，所述谐振电感Lr的一端为所述谐振电路的第一端P1，与所述第一升压二极管D1的阳极连接，所述谐振电感Lr的另一端与所述第一主控开关Q1和第二主控开关Q2同向串联组成的第一桥臂的第一桥臂中点P2连接，所述第三主控开关Q3和所述第四主控开关Q4同向串联组成第二桥臂，所述第一桥臂的两端、所述第二桥臂的两端和所述谐振电容Cr并联，所述第二桥臂的桥臂中点P5为所述谐振电路的另一端。

本发明的整流电路为对称设置，在输入电源正半周期中，Q2、Q4、D1、Lr以及Q1和Q3的反并联二极管是有源的，在输入电源负半周期中，Q1、Q3、D2、Lr以及Q2和Q4的反并联二极管是有源的。

谐振电感Lr使得流过主控开关Q1-Q4的电流按照一可控斜率增加，因此主控开关Q1-Q4的导通损耗减小。谐振电容Cr使得主控开关Q1-Q4的电压按照一可控斜率增加，因此减少了主控开关Q1-Q4的关断损耗。同时，本发明的谐振电路为主控开关Q1-Q4和升压二极管D1-D2提供软开关。谐振电感Lr提供低阻抗路径以限制升压二极管D1-D2的电流，从而最小化升压二极管D1-D2的反向恢复影响。谐振电路中包含两个开关桥臂和一个谐振电容Cr，该电路结构减轻了与电压变化相关的问题。因此，所提出的整流电路的开关损耗和电磁干扰(EMI)被更大程度地降低，从而导致更高的效率。所述谐振电容Cr完全放电后，限制了谐振电流的流动。谐振电感Lr的电感值值很小，并且所述谐振电感Lr的电压几乎恒定，即所述谐振电流变化几乎为零。同时谐振电流不能超过输入端的电流值，这种有限的谐振电流导致传导损耗降低。

本发明的整流电路，在输入电源正半周和负半周对称工作，工作模式相同，在此仅说明正半周的工作模式，在输入电源正半周的稳态工作模式分析如下，请合并参考图2：

模式0：

最初在时间t0，谐振电容Cr充电到其峰值，谐振电感Lr中的电流为零。输入端电流Iin经升压二极管D1，能量转移到第一输出电容Co1。

模式1(t0-t1)：

在时间t0，门极驱动信号gs被施加到Q1和Q3。谐振电容Cr电流开始建立，谐振电容Lr开始放电，其电压降低。在第一升压二极管D1上的电压等于第一输出电容Co1电压和谐振电容Cr电压的和，而由于反向恢复现象，其电流不会立即下降到零。Q1、Q3的漏源电流增加速率受谐振电感Lr的限制，因此Q1、Q3在零电流开关下可调谐。谐振电感Lr电流使谐振电容Cr放电。谐振电容Lr的电压出现在Q2和Q4的反并联二极管上。谐振电容Cr电压vcr和谐振电感Lr电流iLr方程如下：

vcr(t)＝V0/2(cos ω0t-1)+Vp cos ω0t

iLr(t)＝-ω0Cr(V0/2+Vp)sin ω0t

其中Vp＝V0/2+Is/ω0Cr

当第一升压二极管D1中的电流为零时，此模式结束。谐振电感Lr电流iLr和谐振电容Cr电压vcr在时间t1时给出如下：

iLr(t1)＝Iin＝-ω0Cr(V0/2+Vp)sinω0t1

vcr(t1)＝V0/2(cos ω0t1)+Vp sinω0t1

t1＝arc sin{-Is/ω0Cr(V0/2+Vp)}/ω0

模式2(t1-t2)：

在时间t1，谐振电感Lr电流iLr达到恒定值，等于输入电流Iin。谐振电感Lr的电感值小，电流增长率大，变化速度快。谐振电容Cr电压在时间t2时减小并接近零。在这种模式下，谐振电感Lr电流iLr和谐振电容Cr电压vcr方程如下：

iLr(t)＝Iin

vcr(t)＝vc(t1)–(Iin/Cr)×t

在时间t2，

vcr(t)＝0

t2＝Vcr(t1)×(Cr/Iin)

模式3(t2-t3)：

当谐振电容Cr完全放电时，Q2和Q4的反并联二极管导通。输入电流Iin流过谐振电感Lr，并在Q1和Q2的反并联二极管之间均分。

模式4(t3-t4)：

在时间t3，Q1和Q3被关闭，谐振电容Cr的电压为零，导致Q1和Q3ZVS关断。谐振电感Lr电流转移到Q2的反并联二极管，并且仅通过它流动。目前的路径是通过Q2的反并联二极管、谐振电容Cr、Q4的反并联二极管回到输入端IN2。谐振电容Cr开始充电，其电压开始逐渐增加，谐振电感电流Lr和谐振电容Cr电压方程如下：

iL(t)＝Iin

vcr(t)＝(Iin/Cr)×t

在时间t4，谐振电容充电到输出电容Co1的电压，即

vcr(t4)＝Vo/2

t＝(Vo×Cr)/(2×Iin)

谐振电感Lr的电流开始下降，而谐振电容Cr充电到其峰值。

模式5(t4-t5)：

在时间t4，谐振电感Lr的电流开始减小。除非在时刻t5谐振电感的电流减小到零，否则谐振电容Cr的电压继续增加并达到峰值。在时间t5，Q2的反并联二极管的电流也减小到零，因此在ZCS截止。在时间t4，第一升压二极管D1两端的电压已经减小到零，导致第一升压二极管D1的ZVS导通。输入电流Iin在时间t5处开始增大并达到最大值。谐振电感电流和谐振电容的电压方程如下：

i Lr(t)＝Iincos ωo(t-t4)

vcr(t)＝V0/2+(Iin/ω0Cr)sin ωo(t-t4)

电感器电流将为零，当

t＝π/(2ω0)+t4

考虑到T的上述值，谐振电容的峰值电压如下：

Vp＝V0/2+Iin/ω0Cr

由于单个谐振电感和单个谐振电容的简单组合，在初始阶段之外总共有五个主要操作阶段，即两个谐振阶段，一个ZVS导通阶段，一个正常操作阶段和一个ZVS关断阶段。

图2示出主控开关Q1的电流波形IQ1和电压波形VQ1，主控开关Q2的电流波形IQ2和电压波形VQ2，这些波形验证了主控开关Q1-Q4的ZVS导通和ZCS关断。

谐振电感Lr和谐振电容Cr是设计的两个主要元件。在设计这些参数值时应考虑以下规则。

选择谐振电容Cr值使得其峰值电压与输出电压相比较大，以保持主控开关和升压二极管的电压应力在允许限度以下。选择谐振电感Lr的值，使得当门极驱动信号被施加到Q1和Q3时，谐振电感Lr与谐振电容Cr谐振，并且比谐振电容Cr电压下降到零早达到峰值。或者，当栅极驱动信号从Q1和Q3移除时，谐振电感与谐振电容的谐振时间晚于谐振电容电压开始线性增加。换言之，必须满足以下不等式：

Lr≤(t1×V0)/Iin

Cr＝4t²/π²Lr

谐振频率应大于主控开关的开关频率。

谐振电感Lr在升压二极管的反向恢复期间提供低阻抗路径，并且在提供零电流开关(ZCS)的设备的导通期间控制电流速率。谐振电容Cr在主控开关关断时降低电压变化的速率，提供零电压开关(ZVS)。

通过主控开关和升压二极管的电流为有限谐振电流导致有限的传导损耗。

谐振电感电流不能超过输入电流的电流值，因此不需要额外的能量来复位电感或向负载传递额外的能量。

谐振电感Lr和谐振电容Cr在实现软开关中起着重要的作用。谐振电感Lr使得主控开关的电流随着可控斜率的增加而增加，因此主控开关的导通损耗减小；谐振电容Cr控制主控开关的电压斜率，因此减少了主控开关的关断损耗。

图3为本发明的高效整流电路应用于三相四线制系统，其工作模态与图1的电路相同，在此不再赘述。

图4为本发明的高效整流电路的控制方法，包括如下步骤：

步骤41判断输入电源Vin在正半周还是负半周；

步骤42在输入电源Vin正半周，输入电源Vin经第一升压二极管D1为第一输出电容Co1充电，开通第一和第三主控开关Q1和Q3，谐振电感Lr和谐振电容Cr开始谐振，第二主控开关Q2和第四主控开关Q4的体二极管开通后，主控开关的导通时间到达后关断第一和第三主控开关Q1和Q3；

步骤43在输入电源Vin负半周，输入电源Vin经第二升压二极管D2为第二输出电容Co2充电，开通第二和第四主控开关Q2和Q4，谐振电感Lr和谐振电容Cr开始谐振，第一主控开关Q1和第三主控开关Q3的体二极管开通后，主控开关的导通时间到达后关断第二和第四主控开关Q2和Q4。

为了使开关损耗和电磁干扰最小化，在电路中引入谐振电容和谐振电感，以对主控开关和升压二极管进行软开关。此外，提供软开关操作时，谐振电容和谐振电感组合作为电路的主开关元件，不需要辅助电路。这使得电路简单且成本低。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到各种等效的修改或替换，这些修改或替换都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以权利要求的保护范围为准。

Claims (3)

1.一种高效整流电路的控制方法，应用于高效整流电路，其特征在于，所述高效整流电路包括交流输入端、储能电感、第一升压二极管、第二升压二极管、第一输出电容、第二输出电容、谐振电感、第一至第四主控开关和谐振电容；

所述交流输入端的第一端与储能电感的第一端连接，所述储能电感的第二端与所述第一升压二极管的阳极、第二升压二极管的阴极、以及所述谐振电感的第一端连接，所述第一升压二极管的阴极与所述第一输出电容的一端连接，所述第一输出电容的另一端为输出中点并分别与所述第二输出电容的一端以及所述交流输入端的第二端连接，所述第二升压二极管的阳极与所述第二输出电容的另一端连接，所述第一主控开关与所述第二主控开关同向串联构成第一桥臂，所述第一桥臂的中点与所述谐振电感的另一端连接，所述第三主控开关与所述第四主控开关同向串联构成第二桥臂，所述第二桥臂的中点与所述输出中点连接，所述第一桥臂的两端、所述第二桥臂的两端和所述谐振电容并联；

所述的控制方法包括如下步骤：

步骤一，判断输入电源在正半周还是负半周，若为正半周，执行步骤二，若为负半周，执行步骤三；

步骤二，在输入电源正半周，输入电源经第一升压二极管为第一输出电容充电，开通第一主控开关和第三主控开关，谐振电感和谐振电容开始谐振，第二主控开关和第四主控开关的体二极管开通后，且第一主控开关和第三主控开关的导通时间到达后关断第一主控开关和第三主控开关；

步骤三，在输入电源负半周，输入电源经第二升压二极管为第二输出电容充电，开通第二主控开关和第四主控开关，谐振电感和谐振电容开始谐振，第一主控开关和第三主控开关的体二极管开通后，且第二主控开关和第四主控开关的导通时间到达后关断第二主控开关和第四主控开关。

2.一种高效整流电路的控制方法，应用于高效整流电路，其特征在于，所述高效整流电路，包括交流输入端、储能电感、第一升压二极管、第二升压二极管、第一输出电容、第二输出电容、谐振电感、第一至第四主控开关和谐振电容；

所述交流输入端的第一端与所述第一升压二极管的阳极、第二升压二极管的阴极、以及所述谐振电感的第一端连接，所述第一升压二极管的阴极与所述第一输出电容的一端连接，所述第一输出电容的另一端为输出中点与所述第二输出电容的一端连接，所述第二升压二极管的阳极与所述第二输出电容的另一端连接，所述第一主控开关与所述第二主控开关同向串联构成第一桥臂，所述第一桥臂的中点与所述谐振电感的另一端连接，所述第三主控开关与所述第四主控开关同向串联构成第二桥臂，所述第二桥臂的中点与所述输出中点连接，所述交流输入端的第二端与所述储能电感的第一端连接，所述储能电感的第二端与所述输出中点连接；

所述的控制方法包括如下步骤：

步骤一，判断输入电源在正半周还是负半周，若为正半周，执行步骤二，若为负半周，执行步骤三；

步骤二，在输入电源正半周，输入电源经第一升压二极管为第一输出电容充电，开通第一主控开关和第三主控开关，谐振电感和谐振电容开始谐振，第二主控开关和第四主控开关的体二极管开通后，且第一主控开关和第三主控开关的导通时间到达后关断第一主控开关和第三主控开关；

步骤三，在输入电源负半周，输入电源经第二升压二极管为第二输出电容充电，开通第二主控开关和第四主控开关，谐振电感和谐振电容开始谐振，第一主控开关和第三主控开关的体二极管开通后，且第二主控开关和第四主控开关的导通时间到达后关断第二主控开关和第四主控开关。

3.一种高效整流电路的控制方法，应用于高效整流电路，其特征在于，所述高效整流电路，应用于三相四线制电力系统，包括A相整流电路、B相整流电路和C相整流电路；

所述A相整流电路包括A相交流输入端、A相储能电感、A相第一升压二极管、A相第二升压二极管、A相第一输出电容、A相第二输出电容、A相谐振电感、A相第一至第四主控开关和A相谐振电容；

所述A相交流输入端的第一端与A相储能电感的第一端连接，所述A相储能电感的第二端与所述A相第一升压二极管的阳极、A相第二升压二极管的阴极、以及所述A相谐振电感的一端连接，所述A相第一升压二极管的阴极与所述A相第一输出电容的一端连接，所述A相第一输出电容的另一端为A相输出中点并与所述A相第二输出电容的一端连接，所述A相第二升压二极管的阳极与所述A相第二输出电容的另一端连接，所述A相第一主控开关与所述A相第二主控开关同向串联构成A相第一桥臂，所述A相第一桥臂的中点与所述A相谐振电感的另一端连接，所述A相第三主控开关与所述A相第四主控开关同向串联构成A相第二桥臂，所述A相第二桥臂的中点与所述A相输出中点连接，所述A相输出中点与中性线连接；所述A相第一桥臂的两端、所述A相第二桥臂的两端和所述A相谐振电容并联；

所述B相整流电路包括B相交流输入端、B相储能电感、B相第一升压二极管、B相第二升压二极管、B相第一输出电容、B相第二输出电容、B相谐振电感、B相第一至第四主控开关和B相谐振电容；

所述B相交流输入端的第一端与B相储能电感的第一端连接，所述B相储能电感的第二端与所述B相第一升压二极管的阳极、B相第二升压二极管的阴极、以及所述B相谐振电感的一端连接，所述B相第一升压二极管的阴极与所述B相第一输出电容的一端连接，所述B相第一输出电容的另一端为B相输出中点并与所述B相第二输出电容的一端连接，所述B相第二升压二极管的阳极与所述B相第二输出电容的另一端连接，所述B相第一主控开关与所述B相第二主控开关同向串联构成B相第一桥臂，所述B相第一桥臂的中点与所述B相谐振电感的另一端连接，所述B相第三主控开关与所述B相第四主控开关同向串联构成B相第二桥臂，所述B相第二桥臂的中点与所述B相输出中点连接，所述B相输出中点与中性线连接，所述B相第一桥臂的两端、所述B相第二桥臂的两端和所述B相谐振电容并联；

所述C相整流电路包括C相交流输入端、C相储能电感、C相第一升压二极管、C相第二升压二极管、C相第一输出电容、C相第二输出电容、C相谐振电感、C相第一至第四主控开关和C相谐振电容；

所述C相交流输入端的第一端与C相储能电感的第一端连接，所述C相储能电感的第二端与所述C相第一升压二极管的阳极、C相第二升压二极管的阴极、以及所述C相谐振电感的一端连接，所述C相第一升压二极管的阴极与所述C相第一输出电容的一端连接，所述C相第一输出电容的另一端为C相输出中点并与所述C相第二输出电容的一端连接，所述C相第二升压二极管的阳极与所述C相第二输出电容的另一端连接，所述C相第一主控开关与所述C相第二主控开关同向串联构成C相第一桥臂，所述C相第一桥臂的中点与所述C相谐振电感的另一端连接，所述C相第三主控开关与所述C相第四主控开关同向串联构成C相第二桥臂，所述C相第二桥臂的中点与所述C相输出中点连接，所述C相输出中点与中性线连接，所述C相第一桥臂的两端、所述C相第二桥臂的两端和所述C相谐振电容并联；

所述的控制方法包括如下步骤：

步骤一，判断输入电源在正半周还是负半周，若为正半周，执行步骤二，若为负半周，执行步骤三；

步骤二，在输入电源正半周，输入电源经第一升压二极管为第一输出电容充电，开通第一主控开关和第三主控开关，谐振电感和谐振电容开始谐振，第二主控开关和第四主控开关的体二极管开通后，且第一主控开关和第三主控开关的导通时间到达后关断第一主控开关和第三主控开关；

步骤三，在输入电源负半周，输入电源经第二升压二极管为第二输出电容充电，开通第二主控开关和第四主控开关，谐振电感和谐振电容开始谐振，第一主控开关和第三主控开关的体二极管开通后，且第二主控开关和第四主控开关的导通时间到达后关断第二主控开关和第四主控开关。

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