CN109217660B - 直流/直流升压变换器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种直流/直流升压变换器，升压变换器包括：输入电感，其与输入直流电源的正极连接；主开关单元，其高压端与输入电感连接，低压端连接在输入直流电源的负极；第一吸收电容，其与主开关单元并联；辅助开关单元，其高压端串联一谐振电感，并与第一吸收电容并联；输出电容，其通过正向导通的输出二极管并联在主开关单元的两端，第一吸收电容上串联一正向导通的第一二极管。本发明提出了一种直流/直流升压变换器，既能正常发挥软开关动作的电压上升抑制功能，又能避免由系统干扰等引起的时序紊乱以及开关管误动作等导致的器件烧损现象。另外，本发明还可以最大限度地减少电路损耗，提高变换器的转换效率，同时减少开关电磁干扰(EMI)。

Description

直流/直流升压变换器

技术领域

本发明涉及电力电子领域，具体地说，涉及一种直流/直流升压变换器。

背景技术

直流/直流升压变换器在开关电源、功率因数校正(PFC)、以风力发电、光伏发电为代表的新能源、储能转换等领域有着广泛的应用。直流/直流升压变换器能够实现将直流低电压转换为直流高电压的功能，尽管现有的对于升压转换拓扑电路的实现方式有很多种类，但都或多或少的存在着电路拓扑和/或控制方式复杂、运行可靠性差等问题。

所以，目前急需一种直流/直流升压变换器，能够在提高系统的转换效率，减少电磁干扰(EMI)的产生的同时，提高功率变换系统的可靠性、安全性。

发明内容

为解决上述问题，本发明提供了一种直流/直流升压变换器，所述升压变换器包括：

输入电感，其与输入直流电源的正极连接；

主开关单元，其高压端与所述输入电感连接，低压端连接在所述输入直流电源的负极，以按照一定时序执行接通和关断操作，使得所述输入电感上周期性地出现与所述直流电源的电动势反向的电动势；

第一吸收电容，其与所述主开关单元并联，以使所述主开关单元由接通状态向关断状态变换时，通过吸收漏电流使得状态变换的时刻所述主开关单元上的电压为零；

辅助开关单元，其高压端串联一谐振电感，并与所述第一吸收电容并联，以使所述主开关单元由关断状态向接通状态变换时，通过所述第一吸收电容放电至零电压使得状态变换的时刻所述主开关单元上的电压为零；

输出电容，其通过正向导通的输出二极管并联在所述主开关单元的两端，用以向负载输出在所述输入直流电源的电动势上叠加了所述输入电感的反向电动势的直流电压，其中，

在所述第一吸收电容上串联一正向导通的第一二极管，以反向隔断所述第一吸收电容流向所述主开关单元的反向电流。

根据本发明的一个实施例，所述辅助开关单元上串联的谐振电感的一端连接在所述第一二极管的阴极上，另一端连接在所述辅助开关单元的高压端。

根据本发明的一个实施例，在所述辅助开关单元(Qa)和串联的谐振电感(Lr)之间引出一端，该端与第二二极管(D2)的阳极相连，所述第二二极管(D2)的阴极通过第二吸收电容(C1)连接在所述输出二极管(D)的阳极上，所述输出二极管(D)的阴极以及所述输出电容(Co)的一端共同连接在输出正极端子上，所述输出电容(Co)的另一端连接输出负极端子，其中，第二二极管(D2)反向隔断以阻断所述第二吸收电容(C1)流向所述辅助开关单元(Qa)的反向电流。

根据本发明的一个实施例，在所述第二二极管(D2)的阴极以及所述第二吸收电容(C1)之间引出一端，该端与第三二极管(D3)的阳极连接，所述第三二极管(D3)的阴极连接在输出正极端子上，以在所述主开关单元(Q)由接通状态向关断状态变换时，通过所述输入电感(L)的电流中的一部分使得所述第二吸收电容(C1)放电至零电荷，其中，在所述第二吸收电容(C1)放电期间，所述第三二极管(D3)正向导通以防止反向电流流经所述第二吸收电容(C1)。

根据本发明的一个实施例，在所述第一二极管上并联一阻尼电路以消除所述辅助开关管的高压端上出现的振荡电压以及所述谐振电感上的振荡电流。

根据本发明的一个实施例，所述阻尼电路为一电阻。

根据本发明的一个实施例，在所述输入直流电源的正负极端子之间并联一滤波电路以消除所述变换器流入所述直流输入电源的谐波。

本发明提出了一种直流/直流升压变换器，由于全部开关动作均为零电压或零电流的软开关转换，可最大限度地减少电路损耗，提高变换器的转换效率，同时减少开关电磁干扰(EMI)。并且，本发明提供的变换器还可以减小滤波器参数，大幅减小系统的重量体积。另外，由第一二极管D1和第一吸收电容Cr的组成的吸收电路，既能正常发挥软开关动作所需的电压上升抑制功能，又能避免由系统干扰等引起的时序紊乱以及开关管误动作等导致的器件烧损现象，保证了变换器的安全可靠性。所以，本发明的直流/直流升压变换器中，不具有易引起电路器件烧损的电路结构，抗干扰性强、安全可靠。

本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在说明书、权利要求书以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。

附图说明

附图用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明的实施例共同用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。在附图中：

图1显示了典型的直流/直流升压变换电路的电路图；

图2进一步显示了典型的直流/直流升压变换电路的输出波形图；

图3进一步显示了典型的直流/直流升压变换电路的开关损耗图；

图4显示了一种软开关直流/直流升压变换电路的电路图；

图5显示了根据本发明的一个实施例的直流/直流升压变换器的电路图；

图6进一步显示了根据本发明的一个实施例的直流/直流升压变换器的工作模式与波形图；

图7显示了根据本发明的另一个实施例的具备阻尼效果的直流/直流升压变换器的电路图；以及

图8显示了根据本发明的另一个实施例的具备滤波功能的直流/直流升压变换器的电路图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，以下结合附图对本发明实施例作进一步地详细说明。

需要说明的是，本发明中所说的正向和反向均为相对于直流输入电源的正负极电压而言的，顺着直流输入电源的电流方向为正向，而逆着直流输入电源的电流方向为反向。

图1显示了典型的直流/直流升压变换电路的电路图。如图1所示，电路包含输入正极端子、输入负极端子、电感L、功率开关管Q、二极管D、电容Co、输出正极端子以及输出负极端子。

其中，电感L的一端连接在输入正极端子上，功率开关管Q连接在电感L以及输入负极端子之间。二极管D的一端连接在电感L以及功率开关管Q之间，另一端连接在输出正极端子上，电容Co连接在二极管D以及输出负极端子之间。

当功率开关管Q导通时，输入端向串联在回路中的电感L充电，电感L电压左正右负，而输出端电压上正下负，此时电感L以及输出端之间的二极管D被反偏截止。由于电感L的恒流作用，充电电流可视为恒定值。

当功率开关管Q关断时，电感L两端的电势极性变为左负右正，二极管D转为正偏，电感L与输入端共同向电容Co充电，此时，输出端的电压等于电容Co两端的电压。通过功率开关管Q的周期性开通以及关断就可以将低压输入电源转换为高压输出电源，达到直流/直流升压变换的目的。

图2进一步显示了典型的直流/直流升压变换电路的输出波形图。电路中各器件为理想特性情况下，转换电路的工作原理如图2所示，首先开通功率开关管Q，此时功率开关管Q两端电压为零。电感L中电流直线增加，功率开关管Q流过的电流直线增加，二极管D中的电流为零。输入电源的能量转换并储存到了电感L中；此后关断功率开关管Q，功率开关管Q中的电流降至零，电感L中的电流由功率开关管Q换流到二极管D，将电感L中的能量输出到输出端口，与其同时电感L中的电流直线减少，其存储的电能也随之减少。

通过重复以上功率开关管Q的开通关断动作，以完成将输入端的低压电能源源不断地转换成高压电能并传输到输出端。

以上所描述的典型的升压变换电路的最大优点在于结构简单、价格低廉，且工作安全可靠，受到干扰，开关动作有稍许的紊乱动作，只会产生局部的输入输出特性变形，而不会产生短路等引起系统烧损或崩溃的致命现象。

然而实际的开关动作会产生开关损耗、输出二极管的反向恢复特性也会产生损耗，降低系统的转换效率，与此同时也将产生严重的电磁干扰(ElectromagneticInterference，简称EMI)。

图3进一步显示了典型的直流/直流升压变换电路的开关损耗图。如图3所示，理想器件情况下，上述功率开关管Q、二极管D在开关动作中不会产生额外的损耗。然而实际的功率开关管Q在开通和关断过程中都会产生电流、电压的重叠从而产生开关损耗，二极管D在关断时由于固有的反向恢复特性也会产生开关损耗。

理想的二极管在承受反向电压时截止，不会有反向电流通过。而实际二极管正向导通时，PN结内的电荷被积累，当二极管承受反向电压时，PN结内积累的电荷将释放并形成一个反向恢复电流，反向恢复电流在会对电路产生一定的损耗。

为了克服典型的升压变换电路的转换效率低、电磁干扰大的弱点，近年来逐渐采用软开关的升压变换电路。

软开关电路的最大优点在于开关管的开通和关断动作处于零电压和/或零电流换流过程，因此，开关损耗极低，并且可提高系统的转换效率。

图4显示了一种软开关直流/直流升压变换电路的电路图。变换电路包含输入正极端子、输入负极端子、电感L、主开关管Q、电容Cr、辅助开关管Qa、电感Lr、二极管D、电容Co、输出正极端子以及输出负极端子。

其中，电感L的一端连接在输入正极端子上，主开关管Q连接在电感以及输入负极端子之间，主开关管Q的两端并联一个电容Cr，电感Lr与辅助开关管Qa串联在电感L以及输入负极端子之间。二极管D的一端连接在电感L上，另一端连接在输出正极端子上。电容Co连接在输出正极端子以及输出负极端子之间。

图4所示的软开关直流/直流升压变换电路中，在主开关管Q的两端并联一个电容Cr，以实现主开关管Q的零电压关断转换，而主开关管Q的开通动作是通过辅助开关管Qa来辅助完成的，所以，可以使得主开关管Q并联的电容Cr放电至零电压，以实现主开关管Q的零电压开通。因此，为了实现正常的软开关转换，主辅开关管的开通以及关断动作须有严格的顺序要求。当由环境干扰、系统参数变化等原因引起主辅开关管的开通以及关断动作秩序出现些许的紊乱，例如，电容Cr的电压未降至零就开通主开关管Q，就会导致主开关管Q烧损，系统崩溃的严重故障。

尽管现有的对于软开关直流/直流升压变换电路的实现方式有很多种类，但都或多或少的存在着电路结构和/或控制方式复杂、运行可靠性差等问题。

因此，鉴于以上现有技术的缺点，本发明提供了一种直流/直流升压变换器，以提高系统的转换效率，减少电磁干扰(EMI)产生的同时，剔除既有软开关电路拓扑中存在的脆弱结构，提高功率变换系统的可靠性、安全性。

图5显示了根据本发明的一个实施例的直流/直流升压变换器的电路图。变换器包括，输入正极端子、输入负极端子、输出正极端子、输出负极端子、输入电感L、主开关单元Q、输出二极管D、输出电容Co、辅助开关单元Qa、谐振电感Lr、第一吸收电容Cr、第二吸收电容C1、第一二极管D1、第二二极管D2，第三二极管D3。其中，主开关单元Q在实际的应用中可以为主功率开关管Q，辅助开关单元Qa在实际的应用中可以为辅助功率开关管Qa。

变换器的器件与器件之间的连接方式为，输入正极端子连接外部输入直流电源的正极，输入负极端子连接外部输入直流电源的负极及输出负极端子，输出正极端子、输出负极端子分别连接输出负载的正负极。输入电感L的一端连接输入正极端子，另一端分别连接主功率开关管Q的高压端、输出二极管D的阳极，主功率开关管Q的低压端连接输出负极端子，输出二极管D的阴极连接输出正极端子。输出二极管D的阴极以及输出电容Co的一端均连接在输出正极端子上，输出电容Co的另一端连接输出负极端子。第一二极管D1的阳极连接主功率开关管Q的高压端，第一吸收电容Cr的一端连接第一二极管D1的阴极，另一端连接主功率开关管Q的低压端。谐振电感Lr的一端连接第一二极管D1的阴极，另一端连接辅助功率开关管Qa的高压端。辅助功率开关管Qa的高压端连接第二二极管D2的阳极，低压端连接主功率开关管Q的低压端。第二吸收电容C1的一端连接输出二极管D的阳极，另一端连接第二二极管D2的阴极以及第三二极管D3的阳极，第三二极管D3的阴极连接输出二极管D的阴极。

其中，主功率开关管Q按照一定时序执行接通和关断操作，使得输入电感L上周期性地出现与直流电源的电动势反向的电动势。第一吸收电容Cr在主功率开关管Q由接通状态向关断状态变换时，通过吸收漏电流使得主功率开关管Q上的电压在状态变换的时刻为零。辅助功率开关管Qa在主功率开关管Q由关断状态向接通状态变换时，通过第一吸收电容Cr放电至零电压使得状态变换时刻的主功率开关管Q上的电压为零。输出电容Co用以向负载输出在输入直流电源的电动势上叠加了输入电感L的反向电动势的直流电压。第一二极管D1以反向隔断第一吸收电容Cr流向主功率开关管Q的反向电流。

另外，第二二极管D2用于反向隔断第二吸收电容C1流向辅助开关单元Qa的反向电流。在主开关单元Q由接通状态向关断状态变换时，输入电感L电流的一部分给第二吸收电容C1反向充电(放电)至零(流经C1、D3、Co)，第三二极管D3为第二吸收电容C1放电提供正向电流通路，防止反向电流流经第二吸收电容C1。

如图5所示，本发明的软开关直流/直流升压变换器的电路可以分为主开关电路和辅助开关电路两个部分，其中，主开关电路包含主功率开关管Q、输入电感L、输出二极管D、输出电容Co及由第一二极管D1和第一吸收电容Cr组成的吸收电路；辅助开关电路包含辅助功率开关管Qa、谐振电感Lr、第二二极管D2、第三二极管D3以及第二吸收电容C1。

其中主开关电路的工作原理与传统的直流/直流升压变换电路相似，通过PWM(pulse width modulation，脉宽调制)开关动作达到功率变换控制的目的。本发明提供的变换器中，由于第一吸收电容Cr与主功率开关管Q通过第一二极管D1反向隔断了，因此不存在主功率开关管Q因误动作出现的短路模式，保证了转换系统的安全可靠性。

辅助开关电路在主功率开关管Q开通前，开通辅助功率开关管Qa，启动由谐振电感Lr、第一吸收电容Cr组成的谐振电路，实现输出二极管D的软关断，并将主功率开关管Q两端电压拉至零伏，此时再开通功率开关管Q，可实现其零电压开通；同时，由于辅助功率开关管Qa开通时谐振电感Lr电流为零，所以为零电流开通。另外，主功率开关管Q以及辅助功率开关管Qa关断时，由于第一吸收电容Cr以及第二吸收电容C1的存在，使得维持两个功率开关管两端电压在关断过程中为零，因此两个功率开关管均为零电压关断，即变换器中的所有的功率开关管及二极管的开通、关断动作皆为软开关切换。

由第二二极管D2以及第二吸收电容C1组成的另一个吸收电路在辅助开关单元Qa由接通状态向关断状态变换时，旁路辅助功率开关管Qa电流、使得状态变换的时刻辅助功率开关管Qa上的电压为零。

由谐振电感Lr以及辅助功率开关管Qa组成的电路的主要作用是为第一吸收电容Cr放电(至零)，以使主开关单元Q由关断状态向接通状态变换时，主开关单元上Q的电压为零。谐振电感Lr用于在辅助功率开关管Qa由接关断态向通状状态变换时，抑制辅助功率开关管Qa电流的变化，使得状态变换的时刻流经辅助功率开关管Qa中的电流为零。

需要说明的是，以上提到的功率开关管可以为IGBT或MOSFET，二极管可以为快恢复二极管、肖特基二极管以及碳化硅(SiC)二极管。当然，其他型号的器件如果也符合本发明变换器的要求，同样也可以运用到本发明的变换器中，本发明不对此做出限制。

图6进一步显示了根据本发明的一个实施例的直流/直流升压变换器的工作模式与波形图。图5所示的变换器正常工作时的各部分电压电流波形如图6所示。变换器可以分为六种工作模式。为了简化变换器工作时的分析过程，在不影响分析结果的条件下，忽略各功率开关管和无源器件的导通压降。

首先，在模式1中，主功率开关管Q以及辅助功率开关管Qa均处于截止状态。输入电感L中的能量通过输出二极管D传递给输出侧。此时，流过谐振电感Lr的电流为零，主功率开关管Q以及辅助功率开关管Qa的电流为零，第二吸收电容C1两端的电压也为零，第一吸收电容Cr两端的电压与输出电压Vo相等。流过输入电感L中的电流以(Vo-Vin)/L的斜率递减，这里的Vo指输出电压值，Vin指输入电压值。

在模式2中，辅助功率开关管Qa开通，谐振电感Lr的电流从零开始线性增加，输出二极管D的电流线性减小，直至等于输出二极管D的器件固有的反向恢复电流值。在模式2中，第一吸收电容Cr两端电压、主功率开关管Q两端电压与输出电压Vo相等。流进辅助功率开关管Qa的电流与流过谐振电感Lr的电流相同，开通过程中谐振电感Lr电流维持在微小值，所以辅助功率开关管Qa的开通近似为零电流开通，开通损耗可忽略不计。

接着，在模式3中，谐振电感Lr的电流持续增加，输出二极管D的反向恢复电流开始减小至自然关断。此时，谐振电感Lr与第一吸收电容Cr组成的并联谐振电路开始谐振，第一吸收电容Cr通过谐振电感Lr放电直至零，同时主功率开关管Q两端电压降至零，谐振过程结束。由于第一吸收电容Cr的抑制作用，输出二极管D的反向电压增长缓慢，使得输出二极管D反向恢复开关损耗大大减小，可达到忽略不计的程度。

接着，在模式4中，当第一吸收电容Cr及主功率开关管Q两端电压降至零时，主功率开关管Q内的二极管自然导通，两端电压箝位于零，此时施加主功率开关管Q的开通信号。由于主功率开关管Q已自然导通，所以开通过程不产生开通损耗，为零电压开通。

然后，在模式5中，对辅助功率开关管Qa施加关断信号，由于第二吸收电容C1的存在，使得辅助功率开关管Qa两端电压上升速度缓慢，即辅助功率开关管Qa可以实现零电压软关断。在模式5中，谐振电感Lr经过第二二极管D2向第二吸收电容C1充电，直至流过谐振电感Lr的电流为零，完成主功率开关管Q的导通状态转换。

最后，在模式6中，主功率开关管Q实施关断动作，由于吸收电路中第一二极管D1以及第一吸收电容Cr的存在，主功率开关管Q两端电压缓慢上升，几乎在低电压状态下完成从导通到截止的软关断转换。之后，输入电感L上的电流经由第一二极管D1向吸收电容Cr充电至输出电压值，同时经由第三二极管D3向吸收电容C1反向充电直至电压到零，此后，通过输出二极管D流向输出母线。

通过以上六个模式的周期性执行，可达到从低压输入功率转换成高压输出功率的功率转换目的。

本发明提出的一种直流/直流升压变换器，由于全部开关动作均为零电压或零电流的软开关转换，所以可以最大限度地减少电路损耗，提高变换器的转换效率，同时还可以减少开关电磁干扰(EMI)。并且，本发明提供的变换器还可以通过减小滤波器参数，来大幅减小系统的重量体积。另外，由第一二极管D1和第一吸收电容Cr的组成的吸收电路，既能正常发挥软开关动作所需的电压上升抑制功能，又能避免由系统干扰引起的时序紊乱以及开关管误动作导致的器件烧损现象，保证了变换器的安全可靠性。所以，本发明的直流/直流升压变换器中，不具有易引起电路器件烧损的电路结构，抗干扰性强并且安全可靠。

图7显示了根据本发明的另一个实施例的具备阻尼效果的直流/直流升压变换器的电路图。变换器包含输入正极端子、输入负极端子、电感L、主开关管Q、二极管D1、电阻R、电容Cr、电感Lr、辅助开关管Qa、电容C1、二极管D2、二极管D3、二极管D、电容Co、输出正极端子以及输出负极端子。

图7与图5的不同之处在于，图7的电路图中，二极管D1的两端并联了一个电阻R。电阻R构成了一个阻尼电路，并联这个电阻R的目的是为了起到阻尼的效果。

在实际的运用中，由于功率器件，特别是二极管的选型不当，可能使得辅助开关管Qa高压端出现轻微的衰减振荡波形，虽然这个衰减振荡波形并不影响电路的正常工作，但是会在电路中产生一定的额外电磁干扰和损耗。因此，为了消除这种振荡，可以在二极管D1的两端并联一个电阻R，起到阻尼的效果。

当然，能够起到阻尼作用的其他电路结构也可以应用到变换器中，本发明不对此做出限制。

图8显示了根据本发明的另一个实施例的具备滤波功能的直流/直流升压变换器的电路图。变换器包含输入正极端子、输入负极端子、电感L、主开关管Q、二极管D1、电容C、电容Cr、电感Lr、辅助开关管Qa、电容C1、二极管D2、二极管D3、二极管D、电容Co、输出正极端子以及输出负极端子。

图8与图5的不同之处在于，图8中的电路图中，在输入正极端子以及输入负极端子之间并联了一个电容C，电容C用于滤波，降低变换器电流流入输入电源的谐波。

在实际的运用中，由于电流流入变换器输入电源时会产生谐波，所以，可以在输入正极端子以及输入负极端子之间并联一个电容C来作为滤波电路，降低这些谐波对电路的影响。

当然，滤波电路不一定仅仅由电容C组成，其他可以降低谐波的滤波电路也可以应用到变流器中，本发明不对此做出限制。

应该理解的是，本发明所公开的实施例不限于这里所公开的特定结构、处理步骤或材料，而应当延伸到相关领域的普通技术人员所理解的这些特征的等同替代。还应当理解的是，在此使用的术语仅用于描述特定实施例的目的，而并不意味着限制。

说明书中提到的“一个实施例”或“实施例”意指结合实施例描述的特定特征、结构或特性包括在本发明的至少一个实施例中。因此，说明书通篇各个地方出现的短语“一个实施例”或“实施例”并不一定均指同一个实施例。

虽然本发明所公开的实施方式如上，但所述的内容只是为了便于理解本发明而采用的实施方式，并非用以限定本发明。任何本发明所属技术领域内的技术人员，在不脱离本发明所公开的精神和范围的前提下，可以在实施的形式上及细节上作任何的修改与变化，但本发明的专利保护范围，仍须以所附的权利要求书所界定的范围为准。

Claims (4)

1.一种直流/直流升压变换器，其特征在于，所述升压变换器包括：

输入电感（L），其与输入直流电源的正极连接；

主开关单元（Q），其高压端与所述输入电感（L）连接，低压端连接在所述输入直流电源的负极，以按照一定时序执行接通和关断操作，使得所述输入电感（L）上周期性地出现与所述直流电源的电动势反向的电动势；

第一吸收电容（Cr），其与所述主开关单元（Q）并联，以使所述主开关单元（Q）由接通状态向关断状态变换时，通过吸收漏电流使得状态变换的时刻所述主开关单元（Q）上的电压为零；

辅助开关单元（Qa），其高压端串联一谐振电感（Lr），并与所述第一吸收电容（Cr）并联，以使所述主开关单元（Q）由关断状态向接通状态变换时，通过所述第一吸收电容（Cr）放电至零电压使得状态变换的时刻所述主开关单元上（Q）的电压为零；

输出电容（Co），其通过正向导通的输出二极管（D）并联在所述主开关单元（Q）的两端，用以向负载输出在所述输入直流电源的电动势上叠加了所述输入电感（L）的反向电动势的直流电压，其中，

在所述第一吸收电容（Cr）上串联一正向导通的第一二极管（D1），以反向隔断所述第一吸收电容（Cr）流向所述主开关单元（Q）的反向电流，所述辅助开关单元（Qa）上串联的谐振电感（Lr）的一端连接在所述第一二极管（D1）的阴极上，另一端连接在所述辅助开关单元（Qa）的高压端；

在所述第一二极管（D1）上并联一阻尼电路以消除所述辅助开关管的高压端上出现的振荡电压以及所述谐振电感（Lr）上的振荡电流，所述阻尼电路为一电阻。

2.如权利要求1所述的直流/直流升压变换器，其特征在于，在所述辅助开关单元（Qa）和串联的谐振电感（Lr）之间引出一端，该端与第二二极管（D2）的阳极相连，所述第二二极管（D2）的阴极通过第二吸收电容（C1）连接在所述输出二极管（D）的阳极上，所述输出二极管（D）的阴极以及所述输出电容（Co）的一端共同连接在输出正极端子上，所述输出电容（Co）的另一端连接输出负极端子，其中，第二二极管（D2）反向隔断以阻断所述第二吸收电容（C1）流向所述辅助开关单元（Qa）的反向电流。

3.如权利要求2所述的直流/直流升压变换器，其特征在于，在所述第二二极管（D2）的阴极以及所述第二吸收电容（C1）之间引出一端，该端与第三二极管（D3）的阳极连接，所述第三二极管（D3）的阴极连接在输出正极端子上，以在所述主开关单元（Q）由接通状态向关断状态变换时，通过所述输入电感（L）的电流中的一部分使得所述第二吸收电容（C1）放电至零电荷，其中，在所述第二吸收电容（C1）放电期间，所述第三二极管（D3）正向导通以防止反向电流流经所述第二吸收电容（C1）。

4.如权利要求1所述的直流/直流升压变换器，其特征在于，在所述输入直流电源的正负极端子之间并联一滤波电路以消除所述变换器流入所述输入直流电源的谐波。

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