CN110957908B - 一种双向dc-dc软开关电路及宽范围软开关控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种双向DC‑DC软开关电路及宽范围软开关控制方法，包括：主电感L、第一谐振电感Lr1、第二谐振电感Lr2，功率开关管S1～S4，二极管D1～D4，第一谐振电容Cr1、第二谐振电容Cr2；主电感L的一端同时与第一谐振电感Lr1的一端、第二谐振电感Lr2的一端、第一谐振电容Cr1的一端、第二谐振电容Cr2的一端、功率开关管S1的第二端和功率开关管S2的第一端相连接；主电感L的另一端与低压侧电源VL或负载RL的正极相连接；第一谐振电感Lr1的另一端分别与功率开关管S3的第二端和二极管D1的阴极相连接；实现了在Buck/Boost双向模式下的软开关功能，拓宽了所提双向DC‑DC软开关电路的软开关实现范围，可适用于宽输入或宽输出的应用场合。

Description

一种双向DC-DC软开关电路及宽范围软开关控制方法
技术领域
本发明属于DC-DC变换器技术领域，尤其涉及一种双向DC-DC软开关电路及宽范围软开关控制方法。
背景技术
本部分的陈述仅仅是提供了与本公开相关的背景技术信息，不必然构成在先技术。
近年来，随着新能源发电、电动汽车和储能系统等领域的发展，双向DC-DC变换器受到了广泛的关注与研究。
在现有技术中，传统的双向DC-DC变换器拓扑如图1所示，开关管在开通或关断过程中会产生一定的开关损耗和电磁干扰。当变换器的开关频率较低时，其开关损耗相对较小；目前变换器正向小型化轻量化发展，提高开关频率是减小体积和重量的有效方法，但如果一味地提高开关频率，开关损耗会大幅增加导致效率降低，电磁干扰也会更加严重。使用软开关技术可以解决这些问题。
发明人在研究中发现，目前的DC-DC软开关方案有准谐振电路、零开关PWM电路、零转换PWM电路等，其大多数都是改进的Boost变换器或Buck变换器，能量仅能单向流动，无法适用于电动汽车、储能系统等需能量双向流动的场合。同时，目前应用较多的零电压转换PWM软开关电路，其控制方法主要是辅助开关管在主开关管开通之前的一小段固定时间内导通，然而此方法应用在宽输入或宽输出场合、即占空比变化范围大的场合时，其辅助开关管支路上的谐振电感可能无法获得足够的能量使谐振回路正常工作，从而影响软开关的实现效果。
综上所述，现有技术中对于双向DC-DC变换器需要足够高的开关频率和较宽的软开关实现范围的问题，尚缺乏有效的解决方案。
发明内容
为克服上述现有技术的不足，本发明一个目的是提供了一种双向DC-DC软开关电路，用来提升双向DC-DC变换器的效率。
为实现上述目的，本发明的一个或多个实施例提供了如下技术方案：
一种双向DC-DC软开关电路，包括：
主电感L、第一谐振电感Lr1、第二谐振电感Lr2，功率开关管S1～S4，二极管D1～D4，第一谐振电容Cr1、第二谐振电容Cr2；
所述主电感L的一端同时与第一谐振电感Lr1的一端、第二谐振电感Lr2的一端、第一谐振电容Cr1的一端、第二谐振电容Cr2的一端、功率开关管S1的第二端和功率开关管S2的第一端相连接；
所述主电感L的另一端与低压侧电源VL或负载RL的正极相连接；
所述第一谐振电感Lr1的另一端分别与功率开关管S3的第二端和二极管D1的阴极相连接；
所述第二谐振电感Lr2的另一端分别与功率开关管S4的第一端和二极管D3的阳极相连接；
所述第一谐振电容Cr1的另一端与二极管D1的阳极和二极管D2的阴极相连接；
所述第二谐振电容Cr2的另一端与二极管D3的阴极和二极管D4的阳极相连接。
进一步的技术方案，功率开关管S2的第二端、功率开关管S4的第二端和二极管D2的阳极与低压侧电压源VL或负载RL的负极相连接；
功率开关管S1的第一端、功率开关管S3的第一端和二极管D4的阴极与高压侧电压源VH或负载RH的正极相连接；
功率开关管S1～S4各自的第三端分别与各自的驱动电路相连接。
进一步的技术方案，所述低压侧电压源VL或负载RL两端并联有滤波电容CL。
进一步的技术方案，所述高压侧电压源VH或负载RH两端并联有滤波电容CH。
进一步的技术方案，所述功率开关管S1～S4为N沟道场效应晶体管MOSFET，所述功率开关管的第一端为MOSFET的漏极，第二端为MOSFET的源极，第三端为MOSFET的栅极。
进一步的技术方案，当双向DC-DC软开关电路工作在Buck降压模式时，低压侧接负载，高压侧接电压源VH；当双向DC-DC软开关电路工作在Boost升压模式时，低压侧接电压源VL，高压侧接负载。
本发明第二个目的是提供了一种双向DC-DC软开关电路的宽范围软开关控制方法，包括：
功率开关管S3先于功率开关管S1导通并在功率开关管S1导通时关断，功率开关管S2在功率开关管S1关断后延迟一定的死区时间导通，并在功率开关管S3导通前关断；
或功率开关管S4先于功率开关管S2导通并在功率开关管S2导通时关断，功率开关管S1在功率开关管S2关断后延迟一定的死区时间导通，并在功率开关管S4导通前关断。
进一步的技术方案，当双向DC-DC软开关电路工作在Buck模式时，功率开关管S1、S2、S3工作，功率开关管S4维持关断状态；
当双向DC-DC软开关电路工作在Boost模式时，功率开关管S1、S2、S4工作，功率开关管S3维持关断状态。
进一步的技术方案，双向DC-DC软开关电路工作在Buck模式时：
分别产生用于驱动功率开关管S1、S2、S3、S4的第一驱动信号Vs_s1、第二驱动信号Vs_s2、第三驱动信号Vs_s3，第四驱动信号Vs_s4；
第一驱动信号Vs_s1在一个开关周期Ts内的高电平时间为ΔT1，第二驱动信号Vs_s2在一个开关周期Ts内的高电平时间为ΔT2，第三驱动信号Vs_s3在一个开关周期Ts内的高电平时间为ΔT3，第四驱动信号Vs_s4在一个开关周期Ts内的高电平时间为ΔT4；
第三驱动信号Vs_s3通过驱动电路驱动功率开关管S3，第一驱动信号Vs_s1通过驱动电路驱动功率开关管S1，功率开关管S3先于功率开关管S1导通，功率开关管S1导通时关断功率开关管S3；
第二驱动信号Vs_s2通过驱动电路驱动功率开关管S2，功率开关管S2在功率开关管S1关断后延迟ΔTSR2的死区时间导通、在功率开关管S3导通前关断，功率开关管S4在整个开关周期Ts内均关断，即实现了Buck模式下的软开关。
进一步的技术方案，双向DC-DC软开关电路工作在Boost模式时：
第四驱动信号Vs_s4通过驱动电路驱动功率开关管S4，第二驱动信号Vs_s2通过驱动电路驱动功率开关管S2，功率开关管S4先于功率开关管S2导通，功率开关管S2导通时关断功率开关管S4；
第一驱动信号Vs_s1通过驱动电路驱动功率开关管S1，功率开关管S1在功率开关管S2关断后延迟ΔTSR1的死区时间导通、在功率开关管S4导通前关断，功率开关管S3在整个开关周期Ts内均关断，即实现了Boost模式下的软开关。
进一步的技术方案，当双向DC-DC软开关电路工作在Buck模式时，所述第三驱动信号Vs_s3的来源是：PWM控制芯片或MCU在系统开环情况下设定的PWM波产生的驱动信号或在系统闭环情况下根据输出电压或电流得到的占空比动态调节的PWM波产生的驱动信号；
所述第一驱动信号Vs_s1的产生方法是：将第三驱动信号Vs_s3延迟ΔT1时间得到信号Buck_s1，信号Buck_s1与第三驱动信号Vs_s3进行逻辑异或得到信号Buck_s2，信号Buck_s2与信号Buck_s1进行逻辑与得到第一驱动信号Vs_s1；
所述第二驱动信号Vs_s2的产生方法是：将第三驱动信号Vs_s3进行逻辑取反得到信号Buck_s3，将第一驱动信号Vs_s1进行逻辑取反得到信号Buck_s4，信号Buck_s3与信号Buck_s4进行逻辑与得到信号Buck_s5，将信号Buck_s5延迟ΔTSR2的死区时间后得到信号Buck_s6，信号Buck_s5与信号Buck_s6进行逻辑与得到第二驱动信号Vs_s2。
进一步的技术方案，当双向DC-DC软开关电路工作在Boost模式时，所述第四驱动信号Vs_s4的来源是：PWM控制芯片或MCU在系统开环情况下设定的PWM波产生的驱动信号或在系统闭环情况下根据输出电压或电流得到的占空比动态调节的PWM波产生的驱动信号；
所述第二驱动信号Vs_s2的产生方法是：将第四驱动信号Vs_s4延迟ΔT2时间得到信号Boost_s1，信号Boost_s1与第四驱动信号Vs_s4进行逻辑异或得到信号Boost_s2，信号Boost_s2与信号Boost_s1进行逻辑与得到第二驱动信号Vs_s2；
所述第一驱动信号Vs_s1的产生方法是：将第四驱动信号Vs_s4进行逻辑取反得到信号Boost_s3，将第二驱动信号Vs_s2进行逻辑取反得到信号Boost_s4，信号Boost_s3与信号Boost_s4进行逻辑与得到信号Boost_s5，将信号Boost_s5延迟ΔTSR1的死区时间后得到信号Boost_s6，信号Boost_s5与信号Boost_s6进行逻辑与得到第一驱动信号Vs_s1。
进一步的技术方案，当双向DC-DC软开关电路工作在Buck模式时，功率开关管S3在一个开关周期Ts内的导通时间即第三驱动信号Vs_s3在一个开关周期Ts内的高电平时间ΔT3为动态可调值，功率开关管S1在一个开关周期Ts内的导通时间即第一驱动信号Vs_s1在一个开关周期Ts内的高电平时间ΔT1为开关周期Ts的十分之一或其他固定值。
进一步的技术方案，当双向DC-DC软开关电路工作在Boost模式时，功率开关管S4在一个开关周期Ts内的导通时间即第四驱动信号Vs_s4在一个开关周期Ts内的高电平时间ΔT4为动态可调值，功率开关管S2在一个开关周期Ts内的导通时间即第二驱动信号Vs_s2在一个开关周期Ts内的高电平时间ΔT2为开关周期Ts的十分之一或其他固定值。
以上一个或多个技术方案存在以下有益效果：
本发明采用谐振电感与谐振电容串联谐振，且谐振回路不在主回路上，能够实现Buck模式下功率开关管S1、S2、S3的软开关或Boost模式下功率开关管S1、S2、S4的软开关，有效降低了损耗；同时本发明在Buck模式下的谐振电感Lr1和谐振电容Cr1与Boost模式下的谐振电感Lr2和谐振电容Cr2处在不同的谐振回路上，可以分别根据Buck和Boost模式下的负载情况进行单独设计。
本发明软开关电路控制简单，易于实现。其中连有谐振电感的功率开关管S3或S4导通时间可变，功率开关管S1或S2固定导通一极小时间段，当应用于宽输入或宽输出场合时，占空比变化范围大，在Buck或Boost模式下谐振电感均可最大程度地获得能量，使谐振回路在宽范围内正常工作、即电路能够实现宽范围的软开关。
本申请的双向DC-DC软开关电路连接高压侧和低压侧。当高压侧接电源，低压侧接负载时电路工作在Buck模式，能量由高压侧流向低压侧；当低压侧接电源，高压侧接负载时电路工作在Boost模式，能量由低压侧流向高压侧。本申请的双向DC-DC软开关电路可以工作在Buck模式或Boost模式下，即能量可以双向流动。
本申请中的软开关电路控制方法中连有谐振电感的功率开关管S3或S4导通时间可变，功率开关管S1或S2固定导通一极小时间段。在占空比变化范围较大时，连有谐振电感的功率开关管S3或S4的导通时间始终占据主导地位，这样可使得在Buck或Boost模式下谐振电感均能够最大程度地获得能量。
附图说明
构成本发明的一部分的说明书附图用来提供对本发明的进一步理解，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。
图1为传统双向DC-DC变换器拓扑；
图2为本发明提出的双向DC-DC软开关电路拓扑；
图3(a)-图3(b)为本发明中双向DC-DC软开关电路在Buck模式下的驱动信号图；
图4(a)-图4(b)为本发明中双向DC-DC软开关电路在Boost模式下的驱动信号图；
图5(a)-图5(g)为本发明中双向DC-DC软开关电路在Buck模式下的工作模态图；
图6为本发明中双向DC-DC软开关电路在Buck模式下的波形图；
图7(a)-图7(g)为本发明中双向DC-DC软开关电路在Boost模式下的工作模态图；
图8为本发明中双向DC-DC软开关电路在Boost模式下的波形图；
图9(a)-图9(b)为本发明中双向DC-DC软开关电路在Buck模式下的仿真波形图；
图10(a)-图10(b)为本发明中双向DC-DC软开关电路在Boost模式下的仿真波形图。
具体实施方式
应该指出，以下详细说明都是示例性的，旨在对本发明提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本发明所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本发明的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
目前针对能量仅能单向流动的DC-DC变换器(Buck、Boost等)的软开关改进电路的研究较多，而针对能量能够双向流动的双向DC-DC变换器的软开关改进电路的研究较少，本申请中的软开关电路是可以实现能量的双向流动的。目前DC-DC变换器正向小型化轻量化发展，提高开关频率是减小体积和重量的有效方法，但是更高的开关频率会带来更大的损耗，因此需要引入软开关技术，在实际应用中，某些宽输入或宽输出场合需要变换器的占空比在一定范围内可变，然而目前大多数软开关方案仅是针对某一特定占空比进行参数优化，不能在较宽范围内实现软开关。因此现有技术中足够高的开关频率和较宽的软开关实现范围是很难同时实现的，本申请中的软开关电路及控制方法可以在足够高的开关频率下实现较宽范围内的软开关。
对于足够高的开关频率，本申请中的软开关电路同其他DC-DC变换器一致，是通过PWM控制芯片或单片机等控制器来实现的。对于较宽的软开关实现范围，如上述问题中所述，本申请中的控制方法使连有谐振电感的功率开关管S3或S4的导通时间始终占据主导地位，当占空比在一定范围内变化时，可使得在Buck或Boost模式下谐振电感均能够最大程度地获得能量，使其不会影响软开关的实现效果，即能够在较宽范围内实现软开关。
实施例一
本申请的一种典型的实施方式中公开了一种双向DC-DC软开关电路，本发明具体实施方式采用图2所示拓扑，该拓扑包含三个电感L、Lr1、Lr2，四个功率开关管S1～S4，四个二极管D1～D4，四个电容Cr1、Cr2、CH、CL，其电路连接关系为：
主电感L的一端同时与第一谐振电感Lr1的一端、第二谐振电感Lr2的一端、第一谐振电容Cr1的一端、第二谐振电容Cr2的一端、功率开关管S1的第二端和功率开关管S2的第一端相连接，主电感L的另一端与低压侧电源VL或负载RL的正极相连接，第一谐振电感Lr1的另一端与功率开关管S3的第二端和二极管D1的阴极相连接，第二谐振电感Lr2的另一端与功率开关管S4的第一端和二极管D3的阳极相连接，第一谐振电容Cr1的另一端与二极管D1的阳极和二极管D2的阴极相连接，第二谐振电容Cr2的另一端与二极管D3的阴极和二极管D4的阳极相连接；
功率开关管S2的第二端、功率开关管S4的第二端和二极管D2的阳极与低压侧电压源VL或负载RL的负极相连接，功率开关管S1的第一端、功率开关管S3的第一端和二极管D4的阴极与高压侧电压源VH或负载RH的正极相连接，高压侧电压源VH或负载RH的负极与低压侧电压源VL或负载RL的负极相连接。
功率开关管S1～S4各自的第三端分别与各自的驱动电路相连接。本优选实施范例采用N沟道场效应晶体管MOSFET作为功率开关管，功率开关管的第一端为MOSFET的漏极，所述功率开关管的第二端为MOSFET的源极，所述功率开关管的第三端为MOSFET的栅极。
本优选实施范例通过改变低压侧和高压侧对电源或负载的连接，来验证软开关电路的双向工作特性。即软开关电路工作在Buck降压模式时，采用低压侧连接负载，高压侧连接电源的方式；软开关电路工作在Boost升压模式时，采用低压侧连接电源，高压侧连接负载的方式。其中，所述负载正极即负载与滤波电容正极相连接的一端，所述负载负极即负载与滤波电容负极相连接的一端。
实施例二
该实施例子公开了一种双向DC-DC软开关电路的宽范围软开关控制方法，具体控制按照以下步骤实施：
功率开关管S3先于功率开关管S1导通并在功率开关管S1导通时关断，功率开关管S2在功率开关管S1关断后延迟一定的死区时间导通，并在功率开关管S3导通前关断；或功率开关管S4先于功率开关管S2导通并在功率开关管S2导通时关断，功率开关管S1在功率开关管S2关断后延迟一定的死区时间导通，并在功率开关管S4导通前关断。
具体实施例子中，一，实现Buck模式下的软开关：
步骤1，分别产生用于驱动功率开关管S1、S2、S3的第一驱动信号Vs_s1、第二驱动信号Vs_s2、第三驱动信号Vs_s3，第三驱动信号Vs_s3的来源是PWM控制芯片或MCU在系统开环情况下设定的PWM波产生的驱动信号或在系统闭环情况下根据输出电压或电流得到的占空比动态调节的PWM波产生的驱动信号，第一驱动信号Vs_s1和第二驱动信号Vs_s2的产生如图3(a)所示，将第三驱动信号Vs_s3延迟ΔT1时间得到信号Buck_s1，信号Buck_s1与第三驱动信号Vs_s3进行逻辑异或得到信号Buck_s2，信号Buck_s2与信号Buck_s1进行逻辑与得到第二驱动信号Vs_s1，将第三驱动信号Vs_s3进行逻辑取反得到信号Buck_s3，将第一驱动信号Vs_s1进行逻辑取反得到信号Buck_s4，信号Buck_s3与信号Buck_s4进行逻辑与得到信号Buck_s5，将信号Buck_s5延迟ΔTSR2的死区时间后得到信号Buck_s6，信号Buck_s5与信号Buck_s6进行逻辑与得到第二驱动信号Vs_s2；
步骤2，产生的第三驱动信号Vs_s3通过驱动电路驱动功率开关管S3，第一驱动信号Vs_s1通过驱动电路驱动功率开关管S1，功率开关管S3先于功率开关管S1导通，功率开关管S1导通时关断功率开关管S3，产生的第二驱动信号Vs_s2通过驱动电路驱动功率开关管S2，功率开关管S2在功率开关管S1关断后延迟ΔTSR2的死区时间导通、在功率开关管S3导通前关断，功率开关管S4在整个开关周期Ts内均关断，即实现了Buck模式下的软开关。
第一驱动信号Vs_s1在一个开关周期Ts内的高电平时间为ΔT1，第三驱动信号Vs_s3在一个开关周期Ts内的高电平时间为ΔT3，当占空比(占空比在该双向DC-DC软开关电路的Buck模式下是指一个周期内功率开关管S1和功率开关管S3的导通时间相对于总时间的比值)变化时，功率开关管S1和功率开关管S3的驱动信号Vs_s1、Vs_s3如图3(b)所示，其中，ΔT3为一可变值，随占空比的变化而变化，ΔT1为一固定值。
如图6所示为本发明中Buck模式下的波形图，包括功率开关管S1、S2、S3的栅源电压Vgs1、Vgs2、Vgs3，漏源电压Vds1、Vds2、Vds3，电流Is1、Is2、Is3和第一谐振电感电流ILr1、第一谐振电容电压VCr1；从图中可以看出，功率开关管S1可以实现零电压开通和零电压关断，功率开关管S2可以实现零电压开通和零电流关断，功率开关管S3可以实现零电流开通和零电压关断。如图5(a)-图5(g)所示为本发明中Buck模式下各时刻的工作模态图，一个开关周期内，电路共有七个工作模态：
1)模态1[t0-t1]：如图5(a)和图6中t0-t1时刻所示，功率开关管S1、S3关断，电流流经功率开关管S2的寄生二极管DS2，电路工作在续流状态，在此模态的任意一时刻可导通功率开关管S2，使其工作在同步整流状态。
2)模态2[t1-t2]：如图5(b)和图6中t1-t2时刻所示，功率开关管S3导通，功率开关管S1、S2关断，第一谐振电感Lr1的电流不能突变，并且在前一时刻的电流值为零，这使得与之串联的功率开关管S3的电流缓慢上升，近似实现零电流开通，功率开关管S2的寄生二极管DS2的电流同时在缓慢下降，此模态结束时功率开关管S2的漏源电压Vds2降为零，实现零电流关断。
3)模态3[t2-t3]：如图5(c)和图6中t2-t3时刻所示，功率开关管S3导通，功率开关管S1、S2关断，功率开关管S2的寄生二极管DS2截止，功率开关管S1的漏源电压Vds1降为零，功率开关管S3的电流等于主电感L上的电流，此模态持续较长时间，并且持续时间随占空比的变化而变化。
4)模态4[t3-t4]：如图5(d)和图6中t3-t4时刻所示，功率开关管S1导通，功率开关管S2、S3关断，功率开关管S1的漏源电压Vds1在前一模态已降为零，因此在导通时实现零电压开通，功率开关管S1的电流等于主电感L上的电流，功率开关管S3关断后第一谐振电感Lr1通过二极管D1与第一谐振电容Cr1串联谐振，第一谐振电感Lr1上的电流逐渐减小，第一谐振电容Cr1的电压缓慢增大，由于第一谐振电容Cr1的钳位作用，功率开关管S3的的漏源电压Vds3同谐振电容Cr1一样缓慢增大，近似实现零电压关断。
5)模态5[t4-t5]：如图5(e)和图6中t4-t5时刻所示，功率开关管S1导通，功率开关管S2、S3关断，第一谐振电容Cr1的电压增大到等于高压侧电压VH后无法继续增大，第一谐振电感Lr1剩余的电流通过二极管D1和D2流向主电感，流经功率开关管S1的电流也因此有所减小。
6)模态6[t5-t6]：如图5(f)和图6中t5-t6时刻所示，功率开关管S1导通，功率开关管S2、S3关断，第一谐振电容Cr1的电压为高压侧电压VH，第一谐振电感Lr1的电流为零，功率开关管S1的电流等于主电感L上的电流，功率开关管S3的的漏源电压Vds3再次降为零。
7)模态7[t6-t7]：如图5(g)和图6中t6-t7时刻所示，功率开关管S1、S2、S3关断，第一谐振电容Cr1的电压缓慢减小，由于第一谐振电容Cr1的钳位作用，功率开关管S1的漏源电压Vds1和功率开关管S3的的漏源电压Vds3缓慢增大，功率开关管S1近似实现零电压关断，功率开关管S2的导通在t7时刻后，即功率开关管S1与功率开关管S2的死区时间ΔTSR2应大于此模态的持续时间。
具体实施例子中，二，实现Boost模式下的软开关
步骤1，分别产生用于驱动功率开关管S1、S2、S4的第一驱动信号Vs_s1、第二驱动信号Vs_s2、第四驱动信号Vs_s4，第四驱动信号Vs_s4的来源是PWM控制芯片或MCU在系统开环情况下设定的PWM波产生的驱动信号或在系统闭环情况下根据输出电压或电流得到的占空比动态调节的PWM波产生的驱动信号，第一驱动信号Vs_s1和第二驱动信号Vs_s2的产生如图4(a)所示，将第四驱动信号Vs_s4延迟ΔT2时间得到信号Boost_s1，信号Boost_s1与第四驱动信号Vs_s4进行逻辑异或得到信号Boost_s2，信号Boost_s2与信号Boost_s1进行逻辑与得到第二驱动信号Vs_s2，将第四驱动信号Vs_s4进行逻辑取反得到信号Boost_s3，将第二驱动信号Vs_s2进行逻辑取反得到信号Boost_s4，信号Boost_s3与信号Boost_s4进行逻辑与得到信号Boost_s5，将信号Boost_s5延迟ΔTSR1的死区时间后得到信号Boost_s6，信号Boost_s5与信号Boost_s6进行逻辑与得到第一驱动信号Vs_s1；
步骤2，产生的第四驱动信号Vs_s4通过驱动电路驱动功率开关管S4，第二驱动信号Vs_s2通过驱动电路驱动功率开关管S2，功率开关管S4先于功率开关管S2导通，功率开关管S2导通时关断功率开关管S4，产生的第一驱动信号Vs_s1通过驱动电路驱动功率开关管S1，功率开关管S1在功率开关管S2关断后延迟ΔTSR1的死区时间导通、在功率开关管S4导通前关断，功率开关管S3在整个开关周期Ts内均关断，即实现了Boost模式下的软开关。
第二驱动信号Vs_s2在一个开关周期Ts内的高电平时间为ΔT2，第四驱动信号Vs_s4在一个开关周期Ts内的高电平时间为ΔT4，当占空比(占空比在该双向DC-DC软开关电路的Boost模式下是指一个周期内功率开关管S2和功率开关管S4的导通时间相对于总时间的比值)变化时，功率开关管S2和功率开关管S4的驱动信号Vs_s2和Vs_s4如图4(b)所示，其中，ΔT4为一可变值，随占空比的变化而变化，ΔT2为一固定值。
如图8所示为本发明中Boost模式下的波形图，包括功率开关管S1、S2、S4的栅源电压Vgs1、Vgs2、Vgs4，漏源电压Vds1、Vds2、Vds4，电流Is1、Is2、Is4和第二谐振电感电流ILr2、第二谐振电容电压VCr2；从图中可以看出，功率开关管S2可以实现零电压开通和零电压关断，功率开关管S1可以实现零电压开通和零电流关断，功率开关管S4可以实现零电流开通和零电压关断。如图7(a)-图7(g)所示为本发明中Boost模式下各时刻的工作模态图，一个开关周期内，电路共有七个工作模态：
1)模态1[t0-t1]：如图7(a)和图8中t0-t1时刻所示，功率开关管S2、S4关断，电流流经功率开关管S1的寄生二极管DS1，电路工作在续流状态，在此模态的任意一时刻可导通功率开关管S1，使其工作在同步整流状态。
2)模态2[t1-t2]：如图7(b)和图8中t1-t2时刻所示，功率开关管S4导通，功率开关管S1、S2关断，第二谐振电感Lr2的电流不能突变，并且在前一时刻的电流值为零，这使得与之串联的功率开关管S4的电流缓慢上升，近似实现零电流开通，功率开关管S1的寄生二极管DS1的电流同时在缓慢下降，此模态结束时功率开关管S1的漏源电压Vds1降为零，实现零电流关断。
3)模态3[t2-t3]：如图7(c)和图8中t2-t3时刻所示，功率开关管S4导通，功率开关管S1、S2关断，功率开关管S1的寄生二极管DS1截止，功率开关管S2的漏源电压Vds2降为零，功率开关管S4的电流等于主电感L上的电流，此模态持续较长时间，并且持续时间随占空比的变化而变化。
4)模态4[t3-t4]：如图7(d)和图8中t3-t4时刻所示，功率开关管S2导通，功率开关管S1、S4关断，功率开关管S2的漏源电压Vds2在前一模态已降为零，因此在导通时实现零电压开通，功率开关管S2的电流等于主电感L上的电流，功率开关管S4关断后第二谐振电感Lr2通过二极管D3与第二谐振电容Cr2串联谐振，第二谐振电感Lr2上的电流逐渐减小，第二谐振电容Cr2的电压缓慢增大，由于第二谐振电容Cr2的钳位作用，功率开关管S4的的漏源电压Vds4同第二谐振电容Cr2一样缓慢增大，近似实现零电压关断。
5)模态5[t4-t5]：如图7(e)和图8中t4-t5时刻所示，功率开关管S2导通，功率开关管S1、S4关断，第二谐振电容Cr2的电压增大到等于高压侧电压后无法继续增大，第二谐振电感Lr2剩余的电流通过二极管D3和D4流向高压侧，流经功率开关管S2的电流也因此有所减小。
6)模态6[t5-t6]：如图7(f)和图8中t5-t6时刻所示，功率开关管S2导通，功率开关管S1、S4关断，第二谐振电容Cr2的电压为高压侧电压，第二谐振电感Lr2的电流为零，功率开关管S2的电流等于主电感L上的电流，功率开关管S4的的漏源电压Vds4再次降为零。
7)模态7[t6-t7]：如图7(g)和图8中t6-t7时刻所示，功率开关管S1、S2、S4关断，第二谐振电容Cr2的电压缓慢减小，由于第二谐振电容Cr2的钳位作用，功率开关管S2的漏源电压Vds2和功率开关管S4的的漏源电压Vds4缓慢增大，功率开关管S2近似实现零电压关断，功率开关管S1的导通在t7时刻后，即功率开关管S2与功率开关管S1的死区时间ΔTSR1应大于此模态的持续时间。
上述两种工作模式下的控制方法为优化控制方法，调整控制信号的产生逻辑但不改变功率开关管的导通顺序和对功率开关管的导通时间进行简单调整所得的控制方法仍在本发明保护之内。
图9(a)-图9(b)和图10(a)-图10(b)是本发明所述软开关电路使用宽范围软开关控制方法的仿真波形图。其中图9的(a)、(b)是软开关电路工作在Buck模式下占空比分别为0.4和0.9的功率开关管S1、S2、S3的栅源电压Vgs1、Vgs2、Vgs3，漏源电压Vds1、Vds2、Vds3和电流Is1、Is2、Is3；图10的(a)、(b)是软开关电路工作在Boost模式下占空比分别为0.3和0.8的功率开关管S1、S2、S4的栅源电压Vgs1、Vgs2、Vgs4，漏源电压Vds1、Vds2、Vds4和电流Is1、Is2、Is4。
仿真参数如下：主电感L、第一谐振电感Lr1、第二谐振电感Lr2分别为200μH、7μH、6μH，三个电感内阻均为5mΩ，低压侧电容CL、高压侧电容CH、第一谐振电容Cr1、第二谐振电容Cr2分别为1000μF、1000μF、21nF、19nF，开关频率为100kHz。软开关电路工作在Buck模式时，低压侧负载RL电阻为7Ω，高压侧电源VH电压为100V，功率开关管S1的导通时间ΔT1固定为1μs，功率开关管S1与功率开关管S2的死区时间ΔTSR2固定为0.5μs；软开关电路工作在Boost模式时，低压侧电源VL电压为40V，高压侧负载RH电阻为25Ω，功率开关管S2的导通时间ΔT2固定为1μs，功率开关管S2与功率开关管S1的死区时间ΔTSR1固定为0.5μs。
优选实施范例的分析及仿真表明，所述双向DC-DC软开关电路既能够实现Buck模式下宽占空比范围内处在工作状态的功率开关管S1、S2、S3的软开关，又能实现Boost模式下宽占空比范围内处在工作状态的功率开关管S1、S2、S4的软开关。
本公开实施例的双向DC-DC软开关电路，实现了在Buck/Boost双向模式下的软开关功能，属于电力电子领域的双向高频功率变换方向，双向DC-DC软开关电路的宽范围软开关控制方法，拓宽了所提双向DC-DC软开关电路的软开关实现范围，可适用于宽输入或宽输出的应用场合。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。

Claims (12)

1.一种双向DC-DC软开关电路的宽范围软开关控制方法，包括：
主电感L、第一谐振电感Lr1、第二谐振电感Lr2，功率开关管S1～S4，二极管D1～D4，第一谐振电容Cr1、第二谐振电容Cr2；
所述主电感L的一端同时与第一谐振电感Lr1的一端、第二谐振电感Lr2的一端、第一谐振电容Cr1的一端、第二谐振电容Cr2的一端、功率开关管S1的第二端和功率开关管S2的第一端相连接；
所述主电感L的另一端与低压侧电源VL或负载RL的正极相连接；
所述第一谐振电感Lr1的另一端分别与功率开关管S3的第二端和二极管D1的阴极相连接；
所述第二谐振电感Lr2的另一端分别与功率开关管S4的第一端和二极管D3的阳极相连接；
所述第一谐振电容Cr1的另一端与二极管D1的阳极和二极管D2的阴极相连接；
所述第二谐振电容Cr2的另一端与二极管D3的阴极和二极管D4的阳极相连接；
功率开关管S2的第二端、功率开关管S4的第二端和二极管D2的阳极与低压侧电压源VL或负载RL的负极相连接；
功率开关管S1的第一端、功率开关管S3的第一端和二极管D4的阴极与高压侧电压源VH或负载RH的正极相连接；
功率开关管S1～S4各自的第三端分别与各自的驱动电路相连接，其特征是，包括：
功率开关管S3先于功率开关管S1导通并在功率开关管S1导通时关断，功率开关管S2在功率开关管S1关断后延迟一定的死区时间导通，并在功率开关管S3导通前关断；
或功率开关管S4先于功率开关管S2导通并在功率开关管S2导通时关断，功率开关管S1在功率开关管S2关断后延迟一定的死区时间导通，并在功率开关管S4导通前关断。
2.如权利要求1所述的一种双向DC-DC软开关电路的宽范围软开关控制方法，其特征是，所述低压侧电压源VL或负载RL两端并联有滤波电容CL。
3.如权利要求1所述的一种双向DC-DC软开关电路的宽范围软开关控制方法，其特征是，所述高压侧电压源VH或负载RH两端并联有滤波电容CH。
4.如权利要求1所述的一种双向DC-DC软开关电路的宽范围软开关控制方法，其特征是，所述功率开关管S1～S4为N沟道场效应晶体管MOSFET，所述功率开关管的第一端为MOSFET的漏极，第二端为MOSFET的源极，第三端为MOSFET的栅极。
5.如权利要求1所述的一种双向DC-DC软开关电路的宽范围软开关控制方法，其特征是，当双向DC-DC软开关电路工作在Buck降压模式时，低压侧接负载，高压侧接电压源VH；当双向DC-DC软开关电路工作在Boost升压模式时，低压侧接电压源VL，高压侧接负载。
6.一种如权利要求1所述的双向DC-DC软开关电路的宽范围软开关控制方法，其特征是，当双向DC-DC软开关电路工作在Buck模式时，功率开关管S1、S2、S3工作，功率开关管S4维持关断状态；
当双向DC-DC软开关电路工作在Boost模式时，功率开关管S1、S2、S4工作，功率开关管S3维持关断状态。
7.一种如权利要求1所述的双向DC-DC软开关电路的宽范围软开关控制方法，其特征是，双向DC-DC软开关电路工作在Buck模式时：
分别产生用于驱动功率开关管S1、S2、S3、S4的第一驱动信号Vs_s1、第二驱动信号Vs_s2、第三驱动信号Vs_s3，第四驱动信号Vs_s4；
第一驱动信号Vs_s1在一个开关周期Ts内的高电平时间为ΔT1，第二驱动信号Vs_s2在一个开关周期Ts内的高电平时间为ΔT2，第三驱动信号Vs_s3在一个开关周期Ts内的高电平时间为ΔT3，第四驱动信号Vs_s4在一个开关周期Ts内的高电平时间为ΔT4；
第三驱动信号Vs_s3通过驱动电路驱动功率开关管S3，第一驱动信号Vs_s1通过驱动电路驱动功率开关管S1，功率开关管S3先于功率开关管S1导通，功率开关管S1导通时关断功率开关管S3；
第二驱动信号Vs_s2通过驱动电路驱动功率开关管S2，功率开关管S2在功率开关管S1关断后延迟ΔTSR2的死区时间导通、在功率开关管S3导通前关断，功率开关管S4在整个开关周期Ts内均关断，即实现了Buck模式下的软开关。
8.如权利要求7所述的一种双向DC-DC软开关电路的宽范围软开关控制方法，其特征是，双向DC-DC软开关电路工作在Boost模式时：
第四驱动信号Vs_s4通过驱动电路驱动功率开关管S4，第二驱动信号Vs_s2通过驱动电路驱动功率开关管S2，功率开关管S4先于功率开关管S2导通，功率开关管S2导通时关断功率开关管S4；
第一驱动信号Vs_s1通过驱动电路驱动功率开关管S1，功率开关管S1在功率开关管S2关断后延迟ΔTSR1的死区时间导通、在功率开关管S4导通前关断，功率开关管S3在整个开关周期Ts内均关断，即实现了Boost模式下的软开关。
9.一种如权利要求7所述的双向DC-DC软开关电路的宽范围软开关控制方法，其特征是，当双向DC-DC软开关电路工作在Buck模式时，所述第三驱动信号Vs_s3的来源是：PWM控制芯片或MCU在系统开环情况下设定的PWM波产生的驱动信号或在系统闭环情况下根据输出电压或电流得到的占空比动态调节的PWM波产生的驱动信号；
所述第一驱动信号Vs_s1的产生方法是：将第三驱动信号Vs_s3延迟ΔT1时间得到信号Buck_s1，信号Buck_s1与第三驱动信号Vs_s3进行逻辑异或得到信号Buck_s2，信号Buck_s2与信号Buck_s1进行逻辑与得到第一驱动信号Vs_s1；
所述第二驱动信号Vs_s2的产生方法是：将第三驱动信号Vs_s3进行逻辑取反得到信号Buck_s3，将第一驱动信号Vs_s1进行逻辑取反得到信号Buck_s4，信号Buck_s3与信号Buck_s4进行逻辑与得到信号Buck_s5，将信号Buck_s5延迟ΔTSR2的死区时间后得到信号Buck_s6，信号Buck_s5与信号Buck_s6进行逻辑与得到第二驱动信号Vs_s2。
10.一种如权利要求7所述的双向DC-DC软开关电路的宽范围软开关控制方法，其特征是，当双向DC-DC软开关电路工作在Boost模式时，所述第四驱动信号Vs_s4的来源是：PWM控制芯片或MCU在系统开环情况下设定的PWM波产生的驱动信号或在系统闭环情况下根据输出电压或电流得到的占空比动态调节的PWM波产生的驱动信号；
所述第二驱动信号Vs_s2的产生方法是：将第四驱动信号Vs_s4延迟ΔT2时间得到信号Boost_s1，信号Boost_s1与第四驱动信号Vs_s4进行逻辑异或得到信号Boost_s2，信号Boost_s2与信号Boost_s1进行逻辑与得到第二驱动信号Vs_s2；
所述第一驱动信号Vs_s1的产生方法是：将第四驱动信号Vs_s4进行逻辑取反得到信号Boost_s3，将第二驱动信号Vs_s2进行逻辑取反得到信号Boost_s4，信号Boost_s3与信号Boost_s4进行逻辑与得到信号Boost_s5，将信号Boost_s5延迟ΔTSR1的死区时间后得到信号Boost_s6，信号Boost_s5与信号Boost_s6进行逻辑与得到第一驱动信号Vs_s1。
11.一种如权利要求7所述的双向DC-DC软开关电路的宽范围软开关控制方法，其特征是，当双向DC-DC软开关电路工作在Buck模式时，功率开关管S3在一个开关周期Ts内的导通时间即第三驱动信号Vs_s3在一个开关周期Ts内的高电平时间ΔT3为动态可调值，功率开关管S1在一个开关周期Ts内的导通时间即第一驱动信号Vs_s1在一个开关周期Ts内的高电平时间ΔT1为开关周期Ts的十分之一或其他固定值。
12.如权利要求7所述的一种双向DC-DC软开关电路的宽范围软开关控制方法，其特征是，当双向DC-DC软开关电路工作在Boost模式时，功率开关管S4在一个开关周期Ts内的导通时间即第四驱动信号Vs_s4在一个开关周期Ts内的高电平时间ΔT4为动态可调值，功率开关管S2在一个开关周期Ts内的导通时间即第二驱动信号Vs_s2在一个开关周期Ts内的高电平时间ΔT2为开关周期Ts的十分之一或其他固定值。
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