CN113676047A - 一种可拓展开关电容双向dc-dc变换器及控制方法 - Google Patents

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CN113676047A CN202111053228.3A CN202111053228A CN113676047A CN 113676047 A CN113676047 A CN 113676047A CN 202111053228 A CN202111053228 A CN 202111053228A CN 113676047 A CN113676047 A CN 113676047A
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Abstract

本发明提出一种可拓展开关电容双向DC‑DC变换器及控制方法，包括两组级联的Boost电路，所述两组级联的Boost电路位于低压侧，还包括含有若干个可拓展的开关电容模块，所述开关电容模块位于高压侧，其中：所述开关电容模块分别为模块1至模块n，n的取值可以无限大，模块1至模块n之间的模块用模块m表示，即1≤m≤n。本发明基于两组级联的双向Boost电路，通过加入开关电容的方式，不仅提高了变换器的电压增益，同时也使开关器件的电压应力得到降低。此外，本变换器所采用的开关电容模块具有可拓展化的特点。

Description

一种可拓展开关电容双向DC-DC变换器及控制方法
技术领域
本发明涉及新能源技术领域，具体地，涉及一种可拓展开关电容双向DC-DC变换器及控制方法。
背景技术
随着新能源电力并网及其储能系统的发展，双向DC-DC变换器得到了更广泛的应用，同时对双向DC-DC变换器的电压增益也提出了更高的要求。为了实现更大的电压增益，常采用隔离型的双向DC-DC变换器拓扑结构，但是其高频变压器体积较大，设计和制造较为复杂，而且存在漏感。非隔离型双向DC-DC变换器省去了高频变压器，但是也存在电压增益较低，开关器件电压应力较大等缺点。在非隔离型双向DC-DC变换器拓扑结构中，多电平变换器虽然能实现高电压增益，但是需要很多的开关器件，同时控制方式较为复杂。
在需要能量能实现双向流动的领域，例如电动汽车、微网、新能源并网等应用场景，双向DC-DC变换器正逐渐取得更广泛的应用。按是否需要电气隔离来区分，双向DC-DC变换器可分为隔离型和非隔离型。双向DC-DC变换器可工作于升压(Boost)模式或降压(Buck)模式，在升压模式时，能量由低压侧流向高压侧，在降压模式时，能量由高压侧流向低压侧。开关电容可以提高变换器的电压增益以及降低开关器件的电压应力，同时易于拓展，已经广泛地应用于双向DC-DC变换器中。
文献H.Ardi,A.Ajami,F.Kardan and S.N.Av ilagh,"Analysis andImplementation of a Nonisolated Bidirectional DC–DC Converter With HighVoltage Gain,"in IEEE Transactions on Industrial Electronics,vol.63,no.8,pp.4878-4888,Aug.2016,doi:10.1109/TIE.2016.2552139.中的拓扑电路，开关器件所承受的电压应力很大，其中开关器件承受的最大电压应力大于高压侧电压值，且电压增益有待提高。
发明内容
针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种可拓展开关电容双向DC-DC变换器及控制方法。
根据本发明的一个方面，提供一种可拓展开关电容双向DC-DC变换器，包括两组级联的Boost电路和与之连接的若干个可拓展的开关电容模块，所述两组级联的Boost电路位于低压侧，所述开关电容模块位于高压侧，其中：所述开关电容模块分别为模块1至模块n，n的取值为整数，模块1至模块n之间的模块用模块m表示，即1≤m≤n。
可选地，两组级联的Boost电路由电容CL、C1、C2，电感L1、L2，开关器件Q1、Q2、Q3、Q4组成，S1、S2、S3、S4为开关器件的驱动信号，在一个开关周期TS内，S1与S3保持一致且占空比为d，S2与S4保持一致且与S1、S3互补，占空比为1-d，开关频率fS＝1/TS。
可选地，每个开关电容模块含有两个开关器件Q2m+3、Q2m+4，以及两个开关电容C2m+1、C2m+2，S2m+3、S2m+4为开关器件Q2m+3、Q2m+4的驱动信号，S2m+3与S1和S3保持一致，S2m+4与S2和S4保持一致。高压侧电压VH即为VC2n+2。开关器件Q1、Q2上的电压应力VQ1和VQ2等于VC1。开关器件Q3上的电压应力VQ3等于VC2。开关器件Q4至Q2n+4的上电压应力VQ4～VQ2n+4均等于VC2m+1。
根据本发明的第二方面，提供一种上述可拓展开关电容双向DC-DC变换器的控制方法，开关电容模块的数量n为任意整数。此时，电路含有2n+4个开关器件Q1～Q2n+4，两个电感L1、L2，2n+3个电容CL、C1～C2n+2，RH为高压侧负载电阻，RL为低压侧负载电阻；
所述方法包括：根据电流和能量流向的不同，此双向DC-DC变换器可分为Boost和Buck两种工作模式：
(1)Boost模式：在此模式下，能量由低压侧流向高压侧，电路实现升压运行；根据开关器件导通情况的不同，可分为模态1和模态2两种导通模式：
模态1：当时间处于0≤t≤dTS时。在此模态下，开关器件的门极驱动信号S1S3…S2n+3＝11…1,S2S4…S2n+4＝00…0。开关器件Q1和Q3正向导通，Q5,Q7,…,Q2n+3反向导通，Q2,Q4,…,Q2n+4关断；高压侧负载RH由电容C2n+2实现供电；
模态2：当时间处于dTS≤t≤TS时。在此模态下，开关器件的门极驱动信号,S1S3…S2n+3＝00…0，S2S4…S2n+4＝11…1。开关器件Q1,Q3,…,Q2n+3关断，Q2,Q4,…,Q2n+4反向导通；高压侧负载RH由电容C2n+1实现供电；
(2)Buck模式：在此模式下，能量由高压侧流向低压侧，电路实现降压运行；根据开关器件导通情况的不同，可分为模态1和模态2两种导通模式：
模态1：当时间处于0≤t≤dTS时。在此模态下，开关器件的门极驱动信号S1S3…S2n+3＝11…1,S2S4…S2n+4＝00…0。开关器件Q1和Q3反向导通，Q5,Q7,…,Q2n+3正向导通，Q2,Q4,…,Q2n+4关断；低压侧负载RL消耗电能；
模态2：当时间处于dTS≤t≤TS时。在此模态下，开关器件的门极驱动信号S1S3…S2n+3＝00…0，S2S4…S2n+4＝11…1。开关器件Q1,Q3,…,Q2n+3关断，Q2,Q4,…,Q2n+4正向导通；低压侧负载RL消耗电能。
与现有技术相比，本发明实施例具有如下的有益效果：
本发明上述的可拓展开关电容双向DC-DC变换器，开关电容模块可通过重叠的方式，实现开关电容模块数量从1至n之间发生变化。每个开关电容模块的结构相同，模块2连接模块1，模块3连接模块2，最终，模块n连接模块n-1，从而实现了“重叠”结构，即实现了一种可拓展开关电容双向DC-DC变换器。
本发明上述的可拓展开关电容双向DC-DC变换器，通过加入开关电容的方式，不仅提高了变换器的电压增益，同时也使开关器件的电压应力得到降低。此外，本变换器所采用的开关电容模块具有可拓展化的特点。
本发明上述的可拓展开关电容双向DC-DC变换器的控制方法，在具有高电压增益、开关器件电压应力较小、可拓展化的结构基础上，控制方式简单。
附图说明
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
图1为本发明一较优实施例可拓展高增益双向DC-DC变换器的电路结构图；
图2为本发明一较优实施例中变换器n等于2时的Boost模式图；
图3为本发明一较优实施例中变换器n等于2时的Buck模式图；
图4为本发明一较优实施例中Boost模式下电感和上的电流波形；
图5为本发明一较优实施例中Boost模式下低压侧电流波形；
图6为本发明一较优实施例中Boost模式下输出高压侧电压波形；
图7为本发明一较优实施例中Buck模式下电感L1和L2上的电流波形；
图8为本发明一较优实施例中Buck模式下低压侧电流波形；
图9为本发明一较优实施例中Buck输出低压侧电压波形。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进。这些都属于本发明的保护范围。
本发明提出一种新型的可拓展高增益双向DC-DC变换器，基于两组级联的双向Boost电路，通过加入开关电容的方式，不仅提高了变换器的电压增益，同时也使开关器件的电压应力得到降低。此外，本发明变换器所采用的开关电容模块具有可拓展化的特点。
图1为本发明一较优所提出的可拓展高增益双向DC-DC变换器的电路结构，其在低压侧含有两组级联的Boost电路，其低压侧电压为VL。还包括与两组级联的Boost电路连接的若干个可拓展的开关电容模块，开关电容模块位于高压侧，开关电容模块分别为模块1至模块n，n的取值为整数，模块1至模块n之间的模块用模块m表示，即1≤m≤n。
本发明实施例中，两组级联的Boost电路通过级联的方式，使变换器具有很大的电压增益。开关电容模块通过使用开关器件和开关电容，使变换器的电压增益进一步提高，同时降低了所有开关器件所承受的电压应力。
本发明实施例中，开关电容模块分别为模块1至模块n，n的取值可以无限大，模块1至模块n之间的模块用模块m表示，即1≤m≤n。变换器所采用的开关电容模块具有可拓展化的特点。
具体的，作为优选，两组级联的Boost电路含有两组Boost电路。第一组Boost电路由电容CL、C1，电感L2，开关器件Q1、Q2组成，其中CL为低压侧电容。第二组Boost电路由电容C2，电感L1，开关器件Q3、Q4组成。电容CL的正极端连接电感L1、L2的一端，电容CL的负极端连接Q1、Q2；电容C1的正极端连接电感L2的另一端，电容C1的负极端连接Q2的一端、Q3的一端；电容C2的正级端连接开关电容模块和Q4的一端，Q4的另一端连接电感L1；Q3的另一端连接在Q4与电感L1之间。该电路中，S1、S2、S3、S4为开关器件的驱动信号，在一个开关周期TS内，S1与S3保持一致且占空比为d，S2与S4保持一致且与S1、S3互补，占空比为1-d，开关频率fS＝1/TS。
比如，假设开关电容模块m中含有两个开关器件Q2m+3、Q2m+4，以及两个开关电容C2m+1、C2m+2；开关电容模块m+1中含有两个开关器件Q2m+5、Q2m+6，以及两个开关电容C2m+3、C2m+4。开关电容C2m+1的正极端与开关电容C2m+3的负极端相连。开关电容C2m+2的正极端与开关器件Q2m+5的第二端相连。进一步的，当存在多个开关电容模块，示例性的，多个开关电容模块与组级联的Boost电路连接时：第一个开关电容模块(即开关电容模块1)中的开关电容C3的负极端与两组级联的Boost电路中的开关器件Q4的第二端相连，开关电容模块1中的开关器件Q5的第二端与两组级联的Boost电路中的开关器件Q4的第一端相连。开关电容模块m中开关电容C2m+2的负极端与两组级联的Boost电路中的低压侧电容CL的负极端相连。从而通过这样的电路连接成一个整体可拓展的变换器，具有很大的电压增益，同时降低了所有开关器件所承受的电压应力。
具体的，作为优选，上述变换器的高压侧含有若干个可拓展的开关电容模块，每个开关电容模块含有两个开关器件Q2m+3、Q2m+4，以及两个开关电容C2m+1、C2m+2。开关电容C2m+1的正极端与开关器件Q2m+3的第一端以及开关器件Q2m+4的第二端相连。开关电容C2m+2的正极端与开关器件Q2m+4的第一端相连。开关电容C2m+2的负极端与低压侧电容CL的负极端相连。开关电容C2m+2的正极端与开关器件Q2m+5的第二端相连。开关电容C2m+1的正极端与开关电容C2m+3的负极端相连。开关电容C3的负极端与开关器件Q4的第二端相连，第一个关电容模块的开关器件Q5(当m＝1)的第二端与开关器件Q4的第一端相连。该电路中，S2m+3、S2m+4为开关器件Q2m+3、Q2m+4的驱动信号，S2m+3与S1和S3保持一致，S2m+4与S2和S4保持一致。高压侧电压VH即为VC2n+2。开关器件Q1、Q2上的电压应力VQ1和VQ2等于VC1。开关器件Q3上的电压应力VQ3等于VC2。开关器件Q4至Q2n+4的上电压应力VQ4～VQ2n+4均等于VC2m+1。
Figure BDA0003253506660000051
Figure BDA0003253506660000061
Figure BDA0003253506660000062
Figure BDA0003253506660000063
Figure BDA0003253506660000064
Figure BDA0003253506660000065
式(1)表示了此变换器的电压增益，即高压侧电压VH与低压侧电压VL的比值。iL1为流过电感L1的电流，iL2为流过电感L2的电流。iL为低压侧电流，iH为高压侧电流。IL1、IL2、IL、IH为iL1、iL2、iL、iH的开关周期平均值，它们的关系如式(2)所示。式(3)和(4)给出了电容C1、C2至C2n+2上的电压。由(1)、(3)和(4)可得式(5)和(6)，进而可知，随着开关电容模块数量n的逐渐增加，开关器件所承受的电压应力逐渐降低，同时变换器的电压增益也逐渐增加。上述分析的前提是假设电容、电感和开关器件等是理想元件，电路处于稳态，且电容电压在一个开关周期之内保持不变。此外，此变换器只需控制占空比d一个变量，即可实现对电路电压增益的控制，控制方式简单。
本发明上述实施例的可拓展高增益双向DC-DC变换器，开关电容模块的数量n为任意整数。此时，电路含有2n+4个开关器件Q1～Q2n+4，两个电感L1、L2，2n+3个电容CL、C1～C2n+2，RH为高压侧负载电阻，RL为低压侧负载电阻；具体的控制方法说明如下。
根据电流和能量流向的不同，此双向DC-DC变换器可分为Boost和Buck两种工作模式：
(1)Boost模式：在此模式下，能量由低压侧流向高压侧，电路实现升压运行；根据开关器件导通情况的不同，可分为模态1和模态2两种导通模式：
模态1：当时间处于0≤t≤dTS时。在此模态下，开关器件的门极驱动信号S1S3…S2n+3＝11…1,S2S4…S2n+4＝00…0。开关器件Q1和Q3正向导通，Q5,Q7,…,Q2n+3反向导通，Q2,Q4,…,Q2n+4关断；高压侧负载RH由电容C2n+2实现供电；
模态2：当时间处于dTS≤t≤TS时。在此模态下，开关器件的门极驱动信号,S1S3…S2n+3＝00…0，S2S4…S2n+4＝11…1。开关器件Q1,Q3,…,Q2n+3关断，Q2,Q4,…,Q2n+4反向导通；高压侧负载RH由电容C2n+1实现供电；
(2)Buck模式：在此模式下，能量由高压侧流向低压侧，电路实现降压运行；根据开关器件导通情况的不同，可分为模态1和模态2两种导通模式：
模态1：当时间处于0≤t≤dTS时。在此模态下，开关器件的门极驱动信号S1S3…S2n+3＝11…1,S2S4…S2n+4＝00…0。开关器件Q1和Q3反向导通，Q5,Q7,…,Q2n+3正向导通，Q2,Q4,…,Q2n+4关断；低压侧负载RL消耗电能；
模态2：当时间处于dTS≤t≤TS时。在此模态下，开关器件的门极驱动信号S1S3…S2n+3＝00…0，S2S4…S2n+4＝11…1。开关器件Q1,Q3,…,Q2n+3关断，Q2,Q4,…,Q2n+4正向导通；低压侧负载RL消耗电能。
根本发明上述实施例的控制方法中，对于变换器只需控制占空比d一个变量，即可实现对电路电压增益的控制，控制方式简单。
基于上述的控制方法，以下以变换器n等于2时的稳态工作模式分析来进一步说明和分析、验证。
当变换器的n等于2，即开关电容模块的数量为2，此时，电路含有8个开关器件Q1～Q8,两个电感L1、L2，七个电容CL、C1～C6，RH为高压侧负载电阻，RL为低压侧负载电阻。根据电流和能量流向的不同，此双向DC-DC变换器可分为Boost和Buck两种工作模式。
①Boost模式：在此模式下，能量由低压侧流向高压侧，电路实现升压运行。根据开关器件导通情况的不同，可分为模态1和模态2两种导通模式。
A、模态1：当时间处于0≤t≤dTS时，此模态下，电流流通路径如图2中(a)所示。在此模态下，开关器件的门极驱动信号S1S2S3S4＝1010,S5S6S7S8＝1010.开关器件Q1和Q3正向导通，Q5和Q7反向导通，Q2、Q4、Q6和Q8关断。高压侧负载RH由电容C6实现供电。
B、模态2：当时间处于dTS≤t≤TS时，此模态下，电流流通路径如图2中(b)所示。在此模态下，开关器件的门极驱动信号S1S2S3S4＝0101,S5S6S7S8＝0101.开关器件Q1、Q3、Q5和Q7关断，Q2、Q4、Q6和Q8反向导通。高压侧负载RH由电容C5实现供电。
②Buck模式：在此模式下，能量由高压侧流向低压侧，电路实现降压运行。根据开关器件导通情况的不同，可分为模态1和模态2两种导通模式。
A、模态1：当时间处于0≤t≤dTS时，此模态下，电流流通路径如图3中(a)所示。在此模态下，开关器件的门极驱动信号S1S2S3S4＝1010,S5S6S7S8＝1010.开关器件Q1和Q3反向导通，Q5和Q7正向导通，Q2、Q4、Q6和Q8关断。低压侧负载RL消耗电能。
B、模态2：当时间处于dTS≤t≤TS时，此模态下，电流流通路径如图3中(b)所示。在此模态下，开关器件的门极驱动信号S1S2S3S4＝0101,S5S6S7S8＝0101.开关器件Q1、Q3、Q5和Q7关断，Q2、Q4、Q6和Q8正向导通。低压侧负载RL消耗电能。
(2)变换器n等于2时的稳态关系分析
在一个开关周期TS内，对电感L1、L2应用伏秒守恒原理以及对所有回路使用基尔霍夫电压定律，可得式(7)和式(8):
Figure BDA0003253506660000081
Figure BDA0003253506660000082
同时可得电压增益，即高压侧电压与低压侧电压的比值为：
Figure BDA0003253506660000083
在一个开关周期TS内，对电容CL、C1～C6应用安秒守恒原理，可得：
Figure BDA0003253506660000084
此外，开关器件的承受的电压应力如式(11)和(12)所示：
Figure BDA0003253506660000085
Figure BDA0003253506660000086
本发明上述技术方案经过仿真验证，证明可行。仿真中主电路的参数如表1所示，主电路的开关电容模块数量n等于2。
表1仿真模型参数
Figure BDA0003253506660000087
Figure BDA0003253506660000091
(1)Boost模式下的仿真波形
在此Boost模式下，占空比d＝0.4，高压侧负载RH＝155.5Ω，低压侧为理想电压源VL＝24V。图4为电感L1、L2上的电流iL1、iL2的波形图。图5为低压侧电流iL的电流波形图。图6为高压侧输出电压VH的电压波形。iL1、iL2、iL和VH的开关周期平均值如表2所示。
在此Buck模式下，占空比d＝0.5，低压侧负载RL＝1.2Ω，高压侧为理想电压源VH＝384V。图7为电感L1、L2上的电流iL1、iL2的波形图。图8为低压侧电流iL的电流波形图。图9为低压侧输出电压VL的电压波形。iL1、iL2、iL和VL的开关周期平均值如表2所示。
(2)电感电流和电容电压的开关周期平均值
表2显示了当开关电容模块的数量n等于2的情况下，此双向DC-DC变换器运行在Boost模式和Buck模式下的电流和电压变量的开关周期平均值。由图4至图9，以及表2可以得出：本双向DC-DC变换器的理论分析正确，且具有高电压增益、开关器件的电压应力较低等优势。
表2仿真计算的两种运行模式下开关周期平均值
Figure BDA0003253506660000092
Figure BDA0003253506660000101
基于上述相同技术构思，本发明实施例还提供一种电子终端，包括存储器、处理器及存储在存储器上并能在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述程序时用于执行上述任一项实施例中所述的可拓展开关电容双向DC-DC变换器的控制方法。
基于上述相同技术构思，本发明实施例还提供一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，该程序被处理器执行时用于执行上述任一项实施例中所述的可拓展开关电容双向DC-DC变换器的控制方法。
本发明上述实施例通过引入开关电容模块，提高电压增益、降低开关器件电压应力，开关电容也具有可拓展化的优点。
本发明上述实施例的可拓展开关电容双向DC-DC变换器的控制方法，在具有高电压增益、开关器件电压应力较小、可拓展化的结构基础上，控制方式简单。
以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改，这并不影响本发明的实质内容。上述各优选特征在互不冲突的情况下，可以任意组合使用。

Claims (9)

1.一种可拓展开关电容双向DC-DC变换器，包括两组级联的Boost电路，所述两组级联的Boost电路位于低压侧，其特征在于，还包括含有若干个可拓展的开关电容模块，所述开关电容模块位于高压侧，其中：所述开关电容模块分别为模块1至模块n，n的取值为整数，模块1至模块n之间的模块用模块m表示，即1≤m≤n。
2.根据权利要求1所述的可拓展开关电容双向DC-DC变换器，其特征在于，两组级联的Boost电路由电容CL、C1、C2，电感L1、L2，开关器件Q1、Q2、Q3、Q4组成，
电容CL的正极端连接电感L1、L2的一端，电容CL的负极端连接Q1、Q2；
电容C1的正极端连接电感L2的另一端，电容C1的负极端连接Q2的一端、Q3的一端；
电容C2的正级端连接开关电容模块和Q4的一端，Q4的另一端连接电感L1；Q3的另一端连接在Q4与电感L1之间。
3.根据权利要求2所述的可拓展开关电容双向DC-DC变换器，其特征在于，S1、S2、S3、S4为开关器件的驱动信号，在一个开关周期TS内，S1与S3保持一致且占空比为d，S2与S4保持一致且与S1、S3互补，占空比为1-d，开关频率fS＝1/TS。
4.根据权利要求3所述的可拓展开关电容双向DC-DC变换器，其特征在于，每个所述开关电容模块包括：两个开关器件Q2m+3、Q2m+4，以及两个开关电容C2m+1、C2m+2，其中：开关电容C2m+1的正极端与开关器件Q2m+3的第一端以及开关器件Q2m+4的第二端相连；开关电容C2m+2的正极端与开关器件Q2m+4的第一端相连；开关电容C2m+2的负极端与低压侧电容CL的负极端相连，开关电容C2m+2的正极端与开关器件Q2m+5的第二端相连。开关电容C2m+1的正极端与开关电容C2m+3的负极端相连；开关电容C3的负极端与开关器件Q4的第二端相连，第一个关电容模块的开关器件Q5的第二端与开关器件Q4的第一端相连。
5.根据权利要求4所述的可拓展开关电容双向DC-DC变换器，其特征在于，S2m+3、S2m+4为开关器件Q2m+3、Q2m+4的驱动信号，S2m+3与S1和S3保持一致，S2m+4与S2和S4保持一致；高压侧电压VH即为VC2n+2；开关器件Q1、Q2上的电压应力VQ1和VQ2等于VC1；开关器件Q3上的电压应力VQ3等于VC2；开关器件Q4至Q2n+4的上电压应力VQ4～VQ2n+4均等于VC2m+1。
6.一种权利要求1-5任一项所述的可拓展开关电容双向DC-DC变换器的控制方法，其特征在于，所述方法包括：
根据电流和能量流向的不同，双向DC-DC变换器分为Boost和Buck两种工作模式：
(1)Boost模式：在此模式下，能量由低压侧流向高压侧，电路实现升压运行；根据开关器件导通情况的不同，分为模态1和模态2两种导通模式：
模态1：当时间处于0≤t≤dTS时：在此模态下，开关器件的门极驱动信号S1S3…S2n+3＝11…1,S2S4…S2n+4＝00…0；开关器件Q1和Q3正向导通，Q5,Q7,…,Q2n+3反向导通，Q2,Q4,…,Q2n+4关断；高压侧负载电阻RH由电容C2n+2实现供电；
模态2：当时间处于dTS≤t≤TS时：在此模态下，开关器件的门极驱动信号,S1S3…S2n+3＝00…0，S2S4…S2n+4＝111；开关器件Q1,Q3,…,Q2n+3关断，Q2,Q4,…,Q2n+4反向导通；高压侧负载电阻RH由电容C2n+1实现供电；
(2)Buck模式：在此模式下，能量由高压侧流向低压侧，电路实现降压运行；根据开关器件导通情况的不同，分为模态1和模态2两种导通模式：
模态1：当时间处于0≤t≤dTS时：在此模态下，开关器件的门极驱动信号S1S3…S2n+3＝11…1,S2S4…S2n+4＝00…0；开关器件Q1和Q3反向导通，Q5,Q7,…,Q2n+3正向导通，Q2,Q4,…,Q2n+4关断；低压侧负载电阻RL消耗电能；
模态2：当时间处于dTS≤t≤TS时：在此模态下，开关器件的门极驱动信号S1S3…S2n+3＝00…0，S2S4…S2n+4＝11…1；开关器件Q1,Q3,…,Q2n+3关断，Q2,Q4,…,Q2n+4正向导通；低压侧负载电阻RL消耗电能。
7.根据权利要求6所述的可拓展开关电容双向DC-DC变换器的控制方法，其特征在于，所述变换器只需控制占空比d一个变量，即实现对电路电压增益的控制。
8.一种电子终端，包括存储器、处理器及存储在存储器上并能在处理器上运行的计算机程序，其特征在于，所述处理器执行所述程序时用于执行权利要求6-7任一项所述的可拓展开关电容双向DC-DC变换器的控制方法。
9.一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，其特征在于，该程序被处理器执行时用于执行权利要求6-7任一项所述的可拓展开关电容双向DC-DC变换器的控制方法。
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