CN112511003A - 一种双向dc/dc变换器及其控制方法 - Google Patents

一种双向dc/dc变换器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种双向DC/DC变换器及其控制方法，包括：耦合电感、六开关管、三电容及谐振电感；耦合互感第一端作为低压侧正极，第二端分别与第一开关管及第一电容相连，第三端与第三开关管、第四开关管及第二电容相连；第一开关管第一端分别与第二开关管及第三电容相连作为负极，第二端与第一电容相连；第一电容第二端分别与第三开关管及第二开关管相连；第三开关管第二端分别与第四开关管及第二电容相连；第二电容第二端分别与谐振电感及第六开关管相连；第四开关管第二端分别与第五开关管及第三电容相连；谐振电感第二端与第五开关管相连；第六开关管第二端作为高压侧正极。本发明具有高电压变换比、器件电压应力小、纹波电流小等优点。

Description

一种双向DC/DC变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及直流变换器技术领域，特别涉及一种双向DC/DC变换器及其控制方法。
背景技术
双向DC/DC变换器在新能源并网系统及储能系统中得到了广泛应用。为了实现大的电 压变换比，传统的双向DC/DC变换器常采用高频隔离变压器的结构，但是高频隔离变压器 结构较为复杂，且其体积和成本较大。传统的非隔离型双向DC/DC变换器虽然结构简单， 但也存在电压变换比较小、器件电压应力大等缺点。本发明提出了一种新型的非隔离型双 向DC/DC变换器拓扑结构，具有高电压变换比、器件电压应力较小、纹波电流较小等特点。
双向DC/DC变换器能实现能量的双向流动，在储能系统、新能源并网、电动汽车、电能质量调节等领域，均得到了广泛的应用。其主要分为隔离型与非隔离型两大类型。根据能量流向的不同，双向DC/DC变换器具有Buck和Boost两种运行模式，可根据实际的情 况切换运行模式。为了实现高的升压比以及降低开关器件的电压应力，开关电容逐渐被引 入双向DC/DC变换器中，但是开关电容的引入会带来冲击电流，影响电路的安全运行。
文献H.Ardi,A.Ajami,F.Kardan and S.N.Avilagh,"Analysis andImplementation of a Nonisolated Bidirectional DC–DC Converter With HighVoltage Gain,"in IEEE Transactions on Industrial Electronics,vol.63,no.8,pp.4878-4888,Aug.2016,doi:10.1109/TIE.2016.2552139.提出了一种非隔离型双向DC/DC变换器，其具有电压变比高、效率高、控制简单等优点，但是其开关器件所承受的电压应 力很大，是高压侧电压的1至2倍，且升压比有待提高，同时电感电流纹波大。
发明内容
本发明针对上述现有技术中存在的问题，提出一种双向DC/DC变换器及其控制方法， 使电压变换比得到了很大提升，同时降低了电路的开关器件所承受的电压应力。
为解决上述技术问题，本发明是通过如下技术方案实现的：
本发明提供一种双向DC/DC变换器，其包括：开关管、电容、耦合电感以及谐振电感； 其中，
所述开关管包括：第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、 第六开关管；
所述电容包括：第一电容、第二电容以及第三电容；
所述耦合互感的第一端作为低压侧的正极；所述耦合电感的第二端分别与第一开关管 的第二端以及第一电容的第一端相连；所述耦合电感的第三端分别与第三开关管的第二端、 所述第四开关管的第一端以及所述第二电容的第一端相连；
所述第一开关管的第一端分别与所述第二开关管的第二端以及所述第三电容的第一 端相连作为低压侧以及高压侧的负极；所述第一开关管的第二端与所述第一电容的第一端 相连；
所述第一电容的第二端分别与所述第三开关管的第一端以及第二开关管的第一端相 连；
所述第三开关管的第二端分别与所述第四开关管的第一端以及所述第二电容的第一 端相连；
所述第二电容的第二端分别与所述谐振电感的第一端以及所述第六开关管的第一端 相连；
所述第四开关管的第二端分别与所述第五开关管的第一端以及所述第三电容的第二 端相连；
所述谐振电感的第二端与所述第五开关管的第二端相连；
所述第六开关管的第二端作为高压侧的正极。
较佳地，所述耦合电感包括：第一电感以及第二电感；
所述第一电感与所述第二电感之间存在互感；
所述第一电感的第一端与所述第二电感的第一端相连，作为低压侧的正极；
所述第一电感的第二端分别与所述第一开关管的第二端以及所述第一电容的第一端 相连；
所述第二电感的第二端分别与所述第三开关管的第二端、所述第四开关管的第一端以 及所述第二电容的第一端相连。
较佳地，当能量由所述低压侧流向高压侧时，所述第二开关管、第四开关管、第五开 关管以及第六开关管的驱动信号恒为零，且变换器工作于电流连续导通模式。
较佳地，当负载由高压侧电容CH进行供电，所述第一开关管以及所述第三开关管的驱 动信号为正，流过电流时，为第一升压模态，所述谐振电感与第一电容、第二电容、第三 电容以及耦合电感产生谐振，谐振电流流过所述第五开关管的续流二极管；
所述第一升压模态下的电压方程为：
VL1＝VL,VL2＝VL+VC1,VC2-VC1＝VC3；
其中，所述VL1、VL2分别为所述第一电感、第二电感两端的电压，VL为所述低压侧的电压，VC1、VC2、VC3分别为所述第一电容、第二电容、第三电容两端的电压；
所述第一升压模态下的电流方程为：
Figure BDA0002795486730000031
其中，iC1、iC2、iC3分别为流过所述第一电容、第二电容、第三电容的电流，iLr为流过所述谐振电感的电流，iL2为流过所述第二电感的电流，iH为所述高压侧的电流，iCH为流过高压侧电容CH的电流；
当所述谐振电流过零时，所述第五开关管的续流二极管截止，谐振过程结束，进入第 二升压模态；
所述第二升压模态下的电压方程为：
VL1＝VL,VL2＝VL+VC1；
所述第二升压模态下的电流方程为：
Figure BDA0002795486730000032
较佳地，当负载由低压侧进行供电，所述第一开关管、第三开关管的驱动信号为零， 不流过电感，电流流过所述第二开关管、第四开关管以及第六开关管的续流二极管，为第 三升压模态；
所述第三升压模态下的电压方程为：
VL1＝VL-VC1,VL2＝VL+VC2-VH,VC2＝VH-VC3；
其中，所述VL1、VL2分别为所述第一电感、第二电感两端的电压，VL为所述低压侧的电压，VH为所述高压侧的电压，VC1、VC2、VC3分别为所述第一电容、第二电容、第三电容 两端的电压；
所述第三升压模态下的电流方程为：
iC1＝iL1,iC2＝-iCH-iH,iC3＝iL2+iC2；
其中，iC1、iC2、iC3分别为流过所述第一电容、第二电容、第三电容的电流，iLr为流过所述谐振电感的电流，iL1、iL2分别为流过所述第一电感、第二电感的电流，iH为所述高 压侧的电流，iCH为流过高压侧电容CH的电流。
较佳地，当能量由高压侧流向低压侧时，所述第一开关管以及所述第三开关管的驱动 信号为零；所述第二开关管、第四开关管以及第六开关管的驱动信号与所述第五开关管的 驱动信号互补，且变换器工作于电流连续导通模式。
较佳地，当所述第五开关管的驱动信号为正，流过电流，所述第一开关管以及第三开 关的续流二极管导通，所述谐振电感与第一电容、第二电容、第三电容以及耦合电感产生 谐振，谐振电流流过所述第五开关管的续流二极管；
所述第一降压模态下的电压方程为：
VL1＝VL,VL2＝VL+VC1,VC2-VC1＝VC3；
其中，所述VL1、VL2分别为所述第一电感、第二电感两端的电压，VL为所述低压侧的电压，VC1、VC2、VC3分别为所述第一电容、第二电容、第三电容两端的电压；
所述第一降压模态下的电流方程为：
Figure BDA0002795486730000041
其中，iC1、iC2、iC3分别为流过所述第一电容、第二电容、第三电容的电流，iLr为流过所述谐振电感的电流，iL1、iL2分别为流过所述第一电感、第二电感的电流，iL为所述低 压侧的电流；
当所述谐振电流过零时，所述第五开关管的续流二极管截止，谐振过程结束，进入第 二降压模态；
所述第二降压模态下的电压方程为：
VL1＝VL,VL2＝VL+VC1,VC2-VC1＝VC3；
所述第二降压模态下的电流方程为：
Figure BDA0002795486730000042
较佳地，当所述第五开关管的驱动信号为正，流过电流，所述第一开关管的续流二极 管导通，所述谐振电感上的电流产生正向压降，所述第三开关管的续流二极管承受反压而 关断，为第三降压模态；
所述第三降压模态下的电压方程为：
VL1＝VL,VL2＝VL+VC2-VC3；
其中，所述VL1、VL2分别为所述第一电感、第二电感两端的电压，VL为所述低压侧的电压，VC1、VC2、VC3分别为所述第一电容、第二电容、第三电容两端的电压；
所述第三降压模态下的电流方程为：
Figure BDA0002795486730000051
其中，iC1、iC2分别为流过所述第一电容、第二电容的电流，iLr为流过所述谐振电感的电流，iL1、iL2分别为流过所述第一电感、第二电感的电流，iL为所述低压侧的电流，iCL为流过低压侧电容CL的电流。
较佳地，当所述第五开关管的驱动信号为零，所述第二开关管、第四开关管以及第六 开关管的驱动信号为正，流过电流，所述第一开关管、第三开关管以及第五开关管关断，为第四降压模态；
所述第四降压模态下的电压方程为：
VL1＝VL-VC1,VL2＝VL+VC2-VH,VC2＝VH-VC3；
其中，所述VL1、VL2分别为所述第一电感、第二电感两端的电压，VL为所述低压侧的电压，VH为所述高压侧的电压，VC1、VC2、VC3分别为所述第一电容、第二电容、第三电容 两端的电压；
所述第四降压模态下的电流方程为：
Figure BDA0002795486730000052
其中，iC1、iC2、iC3分别为流过所述第一电容、第二电容、第三电容的电流，iLr为流过所述谐振电感的电流，iL1、iL2分别为流过所述第一电感、第二电感的电流，iL为所述低 压侧的电流，iCL为流过低压侧电容CL的电流。
本发明还提供一种双向DC/DC变换器的控制方法，其包括以下流程：
S121：控制所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管以及第六开关管的驱动信号，以实现能量从低压侧流向高压侧；
S122：控制所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管以及第六开关管的驱动信号，以实现能量从高压侧流向低压侧。
相较于现有技术，本发明具有以下优点：
(1)本发明提供的双向DC/DC变换器及其控制方法，通过两组类似于级联的Boost变换器以及开关电容，使得电压变换比得到了很大提升，同时降低了电路的开关器件所承受的电压应力；
(2)本发明提供的双向DC/DC变换器及其控制方法，通过耦合电感，实现了主电感上电流纹波的降低；
(3)本发明提供的双向DC/DC变换器及其控制方法，通过引入谐振电感，抑制了开关电容所带来的冲击电流。
当然，实施本发明的任一产品并不一定需要同时达到以上所述的所有优点。
附图说明
下面结合附图对本发明的实施方式作进一步说明：
图1为本发明一实施例的双向DC/DC变换器的电路图；
图2为本发明一实施例的双向DC/DC变换器的升压模式下的第一升压模态的电流流向 示意图；
图3为本发明一实施例的双向DC/DC变换器的升压模式下的第二升压模态下的电流流 向示意图；
图4为本发明一实施例的双向DC/DC变换器的升压模式下的第三升压模态下的电流流 向示意图；
图5为本发明一实施例的双向DC/DC变换器的升压模式下的典型波形图；
图6为本发明一实施例的双向DC/DC变换器的降压模式下的第一降压模态的电流流向 示意图；
图7为本发明一实施例的双向DC/DC变换器的降压模式下的第二降压模态的电流流向 示意图；
图8为本发明一实施例的双向DC/DC变换器的降压模式下的第三降压模态的电流流向 示意图；
图9为本发明一实施例的双向DC/DC变换器的降压模式下的第四降压模态的电流流向 示意图；
图10为本发明一实施例的双向DC/DC变换器的降压模式下的典型波形图；
图11为本发明一实施例的双向DC/DC变换器的升压比与占空比关系示意图；
图12a为本发明一实施例的Boost模式下的主电感电流随时间变化的仿真参数；
图12b为本发明一实施例的Boost模式下的高压侧输出电压随时间变化的仿真参数；
图12c为本发明一实施例的Boost模式下的电容电压随时间变化的仿真参数；
图12d为本发明一实施例的Boost模式下的谐振电感电流随时间变化的仿真参数；
图13a为本发明一实施例的Buck模式下的主电感电流随时间变化的仿真参数；
图13b为本发明一实施例的Buck模式下的高压侧输出电压随时间变化的仿真参数；
图13c为本发明一实施例的Buck模式下的电容电压随时间变化的仿真参数；
图13d为本发明一实施例的Buck模式下的谐振电感电流随时间变化的仿真参数；
图14a为本发明一实施例的主电感无耦合时Buck模式下的主电感电流随时间变化的 仿真参数；
图14b为本发明一实施例的主电感有耦合时Buck模式下的主电感电流随时间变化的 仿真参数。
具体实施方式
下面对本发明的实施例作详细说明，本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施， 给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。
如图1所示为本发明一实施例的双向DC/DC变换器的电路图。
请参考图1，本实施例的双向DC/DC变换器包括：开关管、电容、耦合电感以及谐振电感Lr；其中，开关管包括：第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关 管S4、第五开关管S5以及第六开关管S6；电容包括：第一电容C1、第二电容C2以及第 三电容C3。本实施例中，耦合电感包括：第一电感L1以及第二电感L2；第一电感L1与 第二电感L2之间存在互感M。
其中，第一电感L1的第一端与第二电感L2的第一端相连，作为低压侧的正极；第一电感L1的第二端分别与第一开关管S1的第二端以及第一电容的第一端C1相连；
第二电感L2的第二端分别与第三开关管S3的第二端、第四开关管S4的第一端以及所第二电容C2的第一端相连。
第一开关管S1的第一端分别与第二开关管S2的第二端以及第三电容C3的第一端相 连作为低压侧以及高压侧的负极；第一开关管S1的第二端与第一电容C1的第一端相连；
第一电容C1的第二端分别与第三开关管S3的第一端以及第二开关管S2的第一端相 连；
第三开关管S3的第二端分别与第四开关管S4的第一端以及第二电容的第一端相连；
第二电容C2的第二端分别与谐振电感Lr的第一端以及第六开关管S6的第一端相连；
第四开关管S4的第二端分别与第五开关管S5的第一端以及第三电容C3的第二端相 连；
谐振电感Lr的第二端与第五开关管S5的第二端相连；
第六开关管S6的第二端作为高压侧的正极。
上述实施例中的电路共有两种运行模式，一种是升压模式(Boost)，一种是降压模式 (Buck)。本发明中，电路在两种运行模式下均工作于电流连续模式(CCM)。假设电路中的器件均为理想器件，且输入电压、输出电压、电容电压为恒定值。
(1)：升压模式(Boost)
在Boost模式下，能量由低压侧流向高压侧，电路存在三种工作模态，分别为第 一升压模态(Mode 1)、第二升压模态(Mode 2)、第三升压模态(Mode 3)。其中D为S1、 S3驱动信号的占空比，TS为开关周期，wr为谐振频率。S2、S4、S5及S6的驱动信号恒为 0。CH为高压侧滤波电容，RH为高压侧负载。C1、C2、C3为开关电容。iH为高压侧负载 电流，iCH为高压侧电容流过的电流。
①第一升压模态
Boost模式下的第一升压模态的电流流向如图2所示。
负载由CH供电。S1、S3的驱动信号为正，流过电流。Lr与C1、C2、C3及主电感产生 谐振，Cr＝C1//C2//C3为等效谐振电容，
Figure BDA0002795486730000081
为谐振频率。由于谐振电感Lr的值极 小，其两端电压可忽略。谐振电流流过S5的续流二极管。当谐振电流过零时，S5的续流二 极管截止，谐振过程结束，之后进入第二升压模态。
第一升压模态下，电压方程为：
VL1＝VL,VL2＝VL+VC1,VC2-VC1＝VC3 (1)
第一升压模态下，电流方程为：
Figure BDA0002795486730000091
②第二升压模态
Boost模式下的第二升压模态的电流流向如图3所示。
负载由CH供电。Lr带来的谐振过程已结束。S1、S3的驱动信号为正，流过电流。
第二升压模态下，电压方程为：
VL1＝VL,VL2＝VL+VC1 (3)
第二升压模态下，电流方程为：
Figure BDA0002795486730000092
③第三升压模态
Boost模式下的第三升压模态的电流流向如图4所示。
负载由低压侧电源VL供电。S1、S3的驱动信号为0，不能流过电流。电流流过S2、S4、S6上的续流二极管。
第三升压模态下，电压方程为：
VL1＝VL-VC1,VL2＝VL+VC2-VH,VC2＝VH-VC3 (5)
第三升压模态下，电流方程为：
iC1＝iL1,iC2＝-iCH-iH,iC3＝iL2+iC2 (6)
图5为Boost模式下的典型波形图。
(2)：降压模式(Buck)
在Buck模式下，能量由高压侧流向低压侧，电路存在四种工作模态，分别为第 一降压模态(Mode 1)、第二降压模态(Mode 2)、第三降压模态(Mode 3)、第四降压模 态(Mode4)。其中D为S5驱动信号的占空比，TS为开关周期，wr为谐振频率。S1、S3的 驱动信号恒为0。S2、S4、S6的驱动信号与S5互补。CL为低压侧滤波电容，RL为低压侧 负载。C1、C2、C3为开关电容。iL为低压侧负载电流，iCL为低压侧电容流过的电流。
①第一降压模态
Buck模式下的第一降压模态的电流流向如图6所示。
S5的驱动信号为正，流过电流。S1、S3的续流二极管导通。Lr与C1、C2、C3及主电 感产生谐振，Cr＝C1//C2//C3为等效谐振电容，
Figure BDA0002795486730000101
为谐振频率。由于Lr的值极小， 其两端电压可忽略。谐振电流流过S5，当谐振电流由正过零时，谐振电流流过S5的续流二 极管(进入第二降压模态)。
第一降压模态下，电压方程为：
VL1＝VL,VL2＝VL+VC1,VC2-VC1＝VC3 (7)
第一降压模态下，电流方程为：
Figure BDA0002795486730000102
②第二降压模态
Buck模式下的第二降压模态的电流流向如图7所示。
S5的续流二极管导通，谐振电流过0后，改变方向且绝对值逐渐增大，其开关管的导 通情况与模态1相比保持不变。当S3的续流二极管的电流值过零时，其续流二极管关断，进入模态3。
第二降压模态下，电压方程为：
VL1＝VL,VL2＝VL+VC1,VC2-VC1＝VC3 (9)
第二降压模态下，电流方程为：
Figure BDA0002795486730000103
③第三降压模态
Buck模式下的第三降压模态的电流流向如图8所示。
与第二降压模态相比，所有开关管的驱动信号保持不变，第三开关管S3的续流二极管 关断，iLr与iL2一致。由于谐振电感Lr上的电流会产生正向压降，因此S3的续流二极管承 受反压而关断。
第三降压模态下，电压方程为：
VL1＝VL,VL2＝VL+VC2-VC3 (11)
第三降压模态下，电流方程为：
Figure BDA0002795486730000111
④第四降压模态
Buck模式下的第四降压模态的电流流向如图9所示。
S5的驱动信号置0，S2、S4、S6的驱动信号由0变为正值，导通。S1、S3、S5关断。
第四降压模态下，电压方程为：
VL1＝VL-VC1,VL2＝VL+VC2-VH,VC2＝VH-VC3 (13)
第四降压模态下，电流方程为：
Figure BDA0002795486730000112
图10为Buck模式下的典型波形图。
(3)数量关系
在一个开关周期TS内，对电感应用伏秒平衡原理，对电容应用安秒平衡原理，可得：
Figure BDA0002795486730000113
其中，VH为高压侧电压，VL为低压侧电压；VC1、VC1、VC1为C1、C2、C3的电压的 开关周期平均值；IH、IL、IL1、IL2为高压侧电流、低压侧电流、主电感电流的开关周期 平均值，如图1所示。
定义升压比M(D)＝VH/VL，其与占空比D的关系如图11所示。
表1为开关器件承受的最大电压应力。器件所承受的最大电压应力均小于高压侧电压。 如表1所示，开关器件承受的最大电压应力为
Figure BDA0002795486730000114
其随D的 增加而减小。其中VH为高压侧电压。器件承受的电压应力得到了极大降低。
表1开关器件承受最大电压应力
Figure BDA0002795486730000115
Figure BDA0002795486730000121
一实施例中，还提供一种双向DC/DC变换器的控制方法，其包括以下流程：
S121：控制第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管以及第六开关管的驱动信号，以实现能量从低压侧流向高压侧；
S122：控制第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管以及第六开关管的驱动信号，以实现能量从高压侧流向低压侧。
下面对上述实施例的双向DC/DC变换器及其控制方法进行仿真验证，证明可行。
(1)：仿真参数
仿真中参数如表2及表3所示。
表2仿真系统参数(Boost模式)
Figure BDA0002795486730000122
表3仿真系统参数(Buck模式)
Figure BDA0002795486730000123
(2)：耦合系数k的选取
以升压模式(Boost)为例，说明耦合系数k的选取，其中0＜k＜1。
在一个周期内，当0＜t＜DTS时，电感L1和L2上的电流上升，有方程：
Figure BDA0002795486730000131
经整理，可得：
Figure BDA0002795486730000132
上式中，UL和L1为常数，D和k为变量。为使电流纹波
Figure BDA0002795486730000133
减小。电路工作在稳定的工作条件下时，输入电压与输出电压基本保持不变，此时可将D 视为常数，则L1和L2上的电流纹波ΔiL1,ΔiL2只取决于
Figure BDA0002795486730000134
的大小，求偏导数可得：
Figure RE-GDA0002907860440000137
其中，
Figure BDA0002795486730000136
Figure BDA0002795486730000137
随着k的增大而减小。当
Figure BDA0002795486730000138
时，
Figure BDA0002795486730000139
当0＜k＜k1时，随着k的增大，
Figure BDA00027954867300001310
逐渐减小至0，ΔiL1也逐渐减小至0；当k1＜k＜1时，
Figure BDA00027954867300001311
ΔiL1＜0， 随着k的增加，ΔiL1随之减小，但是其绝对值|ΔiL1|增加，相当于纹波增加。其中
Figure BDA00027954867300001312
k1随着D的增加而单调递减。
为了避免当k1＜k＜1时，ΔiL1虽然减小为负值，但是绝对值却增加的情况，选择 0＜k＜k1。
Figure BDA0002795486730000141
令
Figure BDA0002795486730000142
且考虑限制条件0＜k＜1，可解得：
Figure BDA0002795486730000143
当0＜k＜k2时，
Figure BDA0002795486730000144
Figure BDA0002795486730000145
减小，纹波ΔiL2减小；当k2＜k＜1时，
Figure BDA0002795486730000146
Figure BDA0002795486730000147
增加，纹波ΔiL2增加。其中
Figure BDA0002795486730000148
且随着D的增加而单调递减。为降低电流纹 波ΔiL2，耦合系数需要满足0＜k＜k2。
由于此电路一般工作在D＝0.5附近，此时
Figure BDA0002795486730000149
因此综 合考虑，选取k＝0.3,也即
Figure BDA00027954867300001410
(3)Boost运行模式仿真(D＝0.4)
如图12a～12d所示分别为升压(Boost)模式下的主电感电流、高压侧输出电压、电容电压、谐振电感电流随时间变化的仿真参数，验证了理论分析的正确性。
(4)Buck运行模式仿真(D＝0.5)
如图13a～13d所示分别为降压(Buck)模式下的主电感电流、低压侧输出电压、电容 电压、谐振电感电流随时间变化的仿真参数，验证了理论分析的正确性。
(5)耦合电感降低纹波
如图14a、14b所示分别为主电感无耦合以及主电感耦合情况下的降压(Buck)模式下的主电感电流随时间变化的仿真参数。在主电感无耦合时，电流纹波 ΔiL1≈2.5(A),ΔiL2≈2.5(A)。在加入耦合电感后，电流纹波ΔiL2≈2.25(A),ΔiL1≈1.32(A)， 耦合电感降低电流纹波的方法得到了验证。
(6)开关周期平均值
表4仿真计算的两种运行模式下开关周期平均值
Figure BDA00027954867300001411
Figure BDA0002795486730000151
如表4所示，其中的电压和电流变量均为开关周期平均值，表4验证了此变流器在稳 态运行条件下的各电压和电流的关系。
综上所述，本发明提供的双向DC/DC变换器及其控制方法，通过两组类似于级联的Boost变换器以及开关电容，使得电压变换比得到了很大提升，同时降低了电路的开关器件所承受的电压应力；通过耦合电感，实现了主电感上电流纹波的降低；通过引入谐振电感，抑制了开关电容所带来的冲击电流。
此处公开的仅为本发明的优选实施例，本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了 更好地解释本发明的原理和实际应用，并不是对本发明的限定。任何本领域技术人员在说 明书范围内所做的修改和变化，均应落在本发明所保护的范围内。

Claims (10)

1.一种双向DC/DC变换器，其特征在于，包括：开关管、电容、耦合电感以及谐振电感，其中，
所述开关管包括：第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管；
所述电容包括：第一电容、第二电容以及第三电容；
所述耦合互感的第一端作为低压侧的正极；所述耦合电感的第二端分别与第一开关管的第二端以及第一电容的第一端相连；所述耦合电感的第三端分别与第三开关管的第二端、所述第四开关管的第一端以及所述第二电容的第一端相连；
所述第一开关管的第一端分别与所述第二开关管的第二端以及所述第三电容的第一端相连作为低压侧以及高压侧的负极；所述第一开关管的第二端与所述第一电容的第一端相连；
所述第一电容的第二端分别与所述第三开关管的第一端以及第二开关管的第一端相连；
所述第三开关管的第二端分别与所述第四开关管的第一端以及所述第二电容的第一端相连；
所述第二电容的第二端分别与所述谐振电感的第一端以及所述第六开关管的第一端相连；
所述第四开关管的第二端分别与所述第五开关管的第一端以及所述第三电容的第二端相连；
所述谐振电感的第二端与所述第五开关管的第二端相连；
所述第六开关管的第二端作为高压侧的正极。
2.根据权利要求1所述的双向DC/DC变换器，其特征在于，所述耦合电感包括：第一电感以及第二电感；
所述第一电感与所述第二电感之间存在互感；
所述第一电感的第一端与所述第二电感的第一端相连，作为低压侧的正极；
所述第一电感的第二端分别与所述第一开关管的第二端以及所述第一电容的第一端相连；
所述第二电感的第二端分别与所述第三开关管的第二端、所述第四开关管的第一端以及所述第二电容的第一端相连。
3.根据权利要求2所述的双向DC/DC变换器，其特征在于，当能量由所述低压侧流向高压侧时，所述第二开关管、第四开关管、第五开关管以及第六开关管的驱动信号恒为零，且变换器工作于电流连续导通模式。
4.根据权利要求3所述的双向DC/DC变换器，其特征在于，当负载由高压侧电容CH进行供电，所述第一开关管以及所述第三开关管的驱动信号为正，流过电流时，为第一升压模态，所述谐振电感与第一电容、第二电容、第三电容以及耦合电感产生谐振，谐振电流流过所述第五开关管的续流二极管；
所述第一升压模态下的电压方程为：
VL1＝VL,VL2＝VL+VC1,VC2-VC1＝VC3；
其中，所述VL1、VL2分别为所述第一电感、第二电感两端的电压，VL为所述低压侧的电压，VC1、VC2、VC3分别为所述第一电容、第二电容、第三电容两端的电压；
所述第一升压模态下的电流方程为：
Figure FDA0002795486720000021
其中，iC1、iC2、iC3分别为流过所述第一电容、第二电容、第三电容的电流，iLr为流过所述谐振电感的电流，iL2为流过所述第二电感的电流，iH为所述高压侧的电流，iCH为流过高压侧电容CH的电流；
当所述谐振电流过零时，所述第五开关管的续流二极管截止，谐振过程结束，进入第二升压模态；
所述第二升压模态下的电压方程为：
VL1＝VL,VL2＝VL+VC1；
所述第二升压模态下的电流方程为：
Figure FDA0002795486720000022
5.根据权利要求3所述的双向DC/DC变换器，其特征在于，当负载由低压侧进行供电，所述第一开关管、第三开关管的驱动信号为零，不流过电感，电流流过所述第二开关管、第四开关管以及第六开关管的续流二极管，为第三升压模态；
所述第三升压模态下的电压方程为：
VL1＝VL-VC1,VL2＝VL+VC2-VH,VC2＝VH-VC3；
其中，所述VL1、VL2分别为所述第一电感、第二电感两端的电压，VL为所述低压侧的电压，VH为所述高压侧的电压，VC1、VC2、VC3分别为所述第一电容、第二电容、第三电容两端的电压；
所述第三升压模态下的电流方程为：
iC1＝iL1,iC2＝-iCH-iH,iC3＝iL2+iC2；
其中，iC1、iC2、iC3分别为流过所述第一电容、第二电容、第三电容的电流，iLr为流过所述谐振电感的电流，iL1、iL2分别为流过所述第一电感、第二电感的电流，iH为所述高压侧的电流，iCH为流过高压侧电容CH的电流。
6.根据权利要求2所述的双向DC/DC变换器，其特征在于，当能量由高压侧流向低压侧时，所述第一开关管以及所述第三开关管的驱动信号为零；所述第二开关管、第四开关管以及第六开关管的驱动信号与所述第五开关管的驱动信号互补，且变换器工作于电流连续导通模式。
7.根据权利要求6所述的双向DC/DC变换器，其特征在于，当所述第五开关管的驱动信号为正，流过电流，所述第一开关管以及第三开关的续流二极管导通，所述谐振电感与第一电容、第二电容、第三电容以及耦合电感产生谐振，谐振电流流过所述第五开关管的续流二极管；
所述第一降压模态下的电压方程为：
VL1＝VL,VL2＝VL+VC1,VC2-VC1＝VC3；
其中，所述VL1、VL2分别为所述第一电感、第二电感两端的电压，VL为所述低压侧的电压，VC1、VC2、VC3分别为所述第一电容、第二电容、第三电容两端的电压；
所述第一降压模态下的电流方程为：
Figure FDA0002795486720000031
其中，iC1、iC2、iC3分别为流过所述第一电容、第二电容、第三电容的电流，iLr为流过所述谐振电感的电流，iL1、iL2分别为流过所述第一电感、第二电感的电流，iL为所述低压侧的电流；
当所述谐振电流过零时，所述第五开关管的续流二极管截止，谐振过程结束，进入第二降压模态；
所述第二降压模态下的电压方程为：
VL1＝VL,VL2＝VL+VC1,VC2-VC1＝VC3；
所述第二降压模态下的电流方程为：
Figure FDA0002795486720000041
8.根据权利要求6所述的双向DC/DC变换器，其特征在于，当所述第五开关管的驱动信号为正，流过电流，所述第一开关管的续流二极管导通，所述谐振电感上的电流产生正向压降，所述第三开关管的续流二极管承受反压而关断，为第三降压模态；
所述第三降压模态下的电压方程为：
VL1＝VL,VL2＝VL+VC2-VC3；
其中，所述VL1、VL2分别为所述第一电感、第二电感两端的电压，VL为所述低压侧的电压，VC1、VC2、VC3分别为所述第一电容、第二电容、第三电容两端的电压；
所述第三降压模态下的电流方程为：
Figure FDA0002795486720000042
其中，iC1、iC2分别为流过所述第一电容、第二电容的电流，iLr为流过所述谐振电感的电流，iL1、iL2分别为流过所述第一电感、第二电感的电流，iL为所述低压侧的电流，iCL为流过低压侧电容CL的电流。
9.根据权利要求6所述的双向DC/DC变换器，其特征在于，当所述第五开关管的驱动信号为零，所述第二开关管、第四开关管以及第六开关管的驱动信号为正，流过电流，所述第一开关管、第三开关管以及第五开关管关断，为第四降压模态；
所述第四降压模态下的电压方程为：
VL1＝VL-VC1,VL2＝VL+VC2-VH,VC2＝VH-VC3；
其中，所述VL1、VL2分别为所述第一电感、第二电感两端的电压，VL为所述低压侧的电压，VH为所述高压侧的电压，VC1、VC2、VC3分别为所述第一电容、第二电容、第三电容两端的电压；
所述第四降压模态下的电流方程为：
Figure FDA0002795486720000043
其中，iC1、iC2、iC3分别为流过所述第一电容、第二电容、第三电容的电流，iLr为流过所述谐振电感的电流，iL1、iL2分别为流过所述第一电感、第二电感的电流，iL为所述低压侧的电流，iCL为流过低压侧电容CL的电流。
10.一种双向DC/DC变换器的控制方法，其特征在于，用于如权利要求1至9任一项所述的双向DC/DC变换器，包括以下流程：
S121：控制所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管以及第六开关管的驱动信号，以实现能量从低压侧流向高压侧；
S122：控制所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管以及第六开关管的驱动信号，以实现能量从高压侧流向低压侧。
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