CN114825936A - 一种基于耦合电感的两相交错飞跨电容双向直流变换器 - Google Patents

一种基于耦合电感的两相交错飞跨电容双向直流变换器 Download PDF

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刘柳
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Abstract

本发明公开了一种基于耦合电感的两相交错飞跨电容双向直流变换器，涉及电力电子技术领域，该直流变换器为两相交错并联，两相之间的电感进行磁耦合；包括四组桥臂、四个飞跨电容、一对耦合电感和两个滤波电容，其中耦合电感为反向耦合，每组桥臂由四个功率开关管串联组成，共十六个功率开关管；本发明的特点是可以进行双向升降压，每个功率开关管的电压应力为电压母线的一半，交错并联可以减小输出电流的纹波的同时，增大变换器的转换效率，磁集成技术在进一步减小电感和变换器体积的同时，减小了每一相电感的相电流纹波，同时提升了变换器的动态性能。对于光、风等新能源分布发电系统的储能环节，具有良好的应用和发展前景。

Description

一种基于耦合电感的两相交错飞跨电容双向直流变换器
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，尤其是一种基于耦合电感的两相交错飞跨电容双向直流变换器。
背景技术
储能是光伏和风力发电系统中的重要环节，储能电池与可再生能源配合使用，能够使可再生能源发电在时间、强度等方面与电网需求相匹配，减少可再生能源发电的随机性，减小直流微电网的电压波动，改善发电质量。储能介质通常通过双向DC/DC变换器与高压母线相连接，可以实现储能介质与直流母线之间能量的双向流动，可以实现对系统中能量的控制和高效利用。
目前，常用的双向DC/DC功率变换器装置根据输入与输出是否存在电气隔离可以分为隔离型拓扑和非隔离型拓扑两种结构。由于有变压器的存在，隔离型拓扑的安全性更高，但是变压器的存在会导致系统效率降低，且体积庞大，不适用于大功率储能系统中。非隔离型双向功率变换器常用于储能系统中，并且克服了以上缺点。同时由于高压大容量变换器的需求越来越多，传统变换器的器件电压应力受到挑战，因此，多电平拓扑受到了关注。然而现有的多电平拓扑的直流变换器的电流纹波依然较大，使得变换器的性能大大降低。
发明内容
本发明人针对上述问题及技术需求，提出了一种基于耦合电感的两相交错飞跨电容双向直流变换器，本发明的技术方案如下：
一种基于耦合电感的两相交错飞跨电容双向直流变换器，包括顺序排列的第一至第四桥臂、一对耦合电感和四个飞跨电容，第一桥臂与第四桥臂的中部通过第一耦合电感相连，形成a相H桥，第二桥臂与第三桥臂的中部通过第二耦合电感相连，形成b相H桥，且第一和第二耦合电感反向耦合；其中，每组桥臂包括顺序串联的第一至第四功率开关管，且第二和第三功率开关管的相连端作为桥臂的中部；飞跨电容的两端分别接在第一和第二功率开关管的相连端以及第三和第四功率开关管的相连端；第一与第二桥臂的第一功率开关管相连形成第一端，第一与第二桥臂的第四功率开关管相连形成第二端，第一端与第二端之间并联有直流电源，第三与第四桥臂的第一功率开关管相连形成第三端，第三与第四桥臂的第四功率开关管相连形成第四端，第三端与第四端之间并联有负载，且第二端与第四端相连；采用交错的单独PWM控制各个功率开关管实现直流变换器的双向升降压。
其进一步的技术方案为，采用交错的单独PWM控制各个功率开关管实现直流变换器的双向升降压，包括：
直流变换器工作在升降压模式下的升压和降压两种模式时，第一桥臂的第一功率开关管与第二功率开关管的驱动信号相差180°，第一桥臂的第一功率开关管与第四功率开关管、第二功率开关管与第三功率开关管的驱动信号互补；第一桥臂的第一功率开关管与第二桥臂的第一功率开关管、第一桥臂的第二功率开关管与第二桥臂的第二功率开关管的驱动信号相差90°；第一桥臂的第一功率开关管与第四桥臂的第四功率开关管、第一桥臂的第二功率开关管与第四桥臂的第三功率开关管、第一桥臂的第三功率开关管与第四桥臂的第二功率开关管、第一桥臂的第四功率开关管与第四桥臂的第一功率开关管的驱动信号相同；第二桥臂的第一功率开关管与第三桥臂的第四功率开关管、第二桥臂的第二功率开关管与第三桥臂的第三功率开关管、第二桥臂的第三功率开关管与第三桥臂的第二功率开关管、第二桥臂的第四功率开关管与第三桥臂的第一功率开关管的驱动信号相同。
其进一步的技术方案为，直流变换器工作在升降压模式下的降压模式时占空比包括0<D<0.25、0.25≤D<0.5两种情况，其中D表示占空比；
当处于降压模式下且占空比为0<D<0.25时，整个工作周期内直流变换器的a、b相H桥的工作状态相同，其中a相H桥的工作状态分别为：
状态一：第一桥臂的第一功率开关管与第三功率开关管、第四桥臂的第二功率开关管与第四功率开关管同时导通，其余功率开关管关断；
状态二：第一桥臂的第二功率开关管与第四功率开关管、第四桥臂的第一功率开关管与第三功率开关管同时导通，其余功率开关管关断；
状态三：第一桥臂的第三功率开关管与第四功率开关管、第四桥臂的第一功率开关管与第二功率开关管同时导通，其余功率开关管关断；
当处于降压模式下且占空比为0.25≤D<0.5时，整个工作周期内直流变换器的a、b相H桥的工作状态均与上述三种状态相同，区别是状态一和状态三的工作时间不同，使得最终输出发生变化。
其进一步的技术方案为，直流变换器工作在升降压模式下的升压模式时占空比包括0.5≤D<0.75、0.75≤D<1两种情况；
当处于升压模式下且占空比为0.5≤D<0.75时，整个工作周期内直流变换器的a、b相H桥的工作状态相同，其中a相H桥的工作状态分别为：
状态一：第一桥臂的第一功率开关管与第三功率开关管、第四桥臂的第二功率开关管与第四功率开关管同时导通，其余功率开关管关断；
状态二：第一桥臂的第二功率开关管与第四功率开关管、第四桥臂的第一功率开关管与第三功率开关管同时导通，其余功率开关管关断；
状态三：第一桥臂的第一功率开关管与第二功率开关管、第四桥臂的第三功率开关管与第四功率开关管同时导通，其余功率开关管关断；
当处于升压模式下且占空比为0.75≤D<1时，整个工作周期内直流变换器的a、b相H桥的工作状态均与上述三种状态相同，区别是状态一和状态三的工作时间不同，使得最终输出发生变化。
其进一步的技术方案为，第一和第二耦合电感的电压为：
Figure BDA0003663637860000031
其中，ULa为第一耦合电感两端电压，ULb为第二耦合电感两端电压；La、 Lb分别为第一、第二耦合电感的自感值；iLa、iLb分别为第一、第二耦合电感电流；M为第一、第二耦合电感的互感值；
导通线路上的两个飞跨电容电压分别稳定为输入、输出电压的一半，表示为：
Figure BDA0003663637860000032
其中，UCfly1为输入侧桥臂的飞跨电容电压，UCfly2为输出侧桥臂的飞跨电容电压；Ui为输入电压，Uo为输出电压；
输入、输出电压的关系为：
Figure BDA0003663637860000033
其中，D为直流变换器当前工作状态下的占空比；
根据直流变换器当前工作状态下的功率开关管状态，依据式(1)-(3)推导出第一和第二耦合电感的电压与电感及电流变化之间的关系为：
Figure BDA0003663637860000041
当采用两个独立电感时，独立电感电压分别为：
Figure BDA0003663637860000042
将La＝Lb＝L，代入式(5)得到独立电感的电流斜率与电感电压的关系为：
Figure BDA0003663637860000043
将La＝Lb＝L，M＝-0.6L，直流变换器当前工作状态下的占空比代入式(4) 中，得到第一、第二耦合电感的电流斜率与电感电压的关系，与式(6)对比得出：采用耦合电感使得直流变换器在整个周期内的电感电流纹波减小的结论。
其进一步的技术方案为，直流变换器还包括第一和第二滤波电容，第一端与第二端之间还并联有第一滤波电容，第三端与第四端之间还并联有第二滤波电容。
本发明的有益技术效果是：
本发明提供的基于耦合电感的两相交错飞跨电容双向直流变换器，使用三电平拓扑使得功率开关管的电压应力减小为母线侧电压的二分之一；通过交错并联技术增加了直流变换器整体的变换功率，同时大大减小输出侧的电压、电流纹波；使用磁集成技术将两相的滤波电感反向耦合，在减小了每一相电感的相电流纹波的同时，改善了变换器的动态性能，并且减小了变换器的体积，使得能量在储能介质和直流母线电压之间的流动更加高效迅速，对于光、风等新能源分布发电系统的储能环节，具有良好的应用和发展前景。
附图说明
图1是本申请提供的双向直流变换器的拓扑图。
图2是本申请提供的变换器处于降压模式下且占空比0<D<0.25时各功率开关管的驱动波形图。
图3是本申请提供的变换器处于降压模式下且占空比为0<D<0.25时的工作模态图。
图4是本申请提供的变换器处于降压模式下且占空比为0<D<0.25时独立电感和耦合电感的电流纹波对比图。
图5是本申请提供的变换器处于升压模式下且占空比为0.5≤D<0.75时各功率开关管的驱动波形图。
图6是本申请提供的变换器处于升压模式下且占空比为0.5≤D<0.75时的工作模态图。
图7是本申请提供的变换器处于升压模式下且占空比为0.5≤D<0.75时独立电感和耦合电感的电流纹波对比图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的具体实施方式做进一步说明。
本申请提供了一种基于耦合电感的两相交错飞跨电容双向直流变换器，包括顺序排列的第一至第四桥臂、一对耦合电感、四个飞跨电容和两个滤波电容，第一桥臂与第四桥臂的中部通过第一耦合电感相连，形成a相H桥，第二桥臂与第三桥臂的中部通过第二耦合电感相连，形成b相H桥，且第一和第二耦合电感反向耦合。其中，每组桥臂包括顺序串联的第一至第四功率开关管，且第二和第三功率开关管的相连端作为桥臂的中部。飞跨电容的两端分别接在第一和第二功率开关管的相连端以及第三和第四功率开关管的相连端。第一与第二桥臂的第一功率开关管相连形成第一端，第一与第二桥臂的第四功率开关管相连形成第二端，第一端与第二端之间并联有直流电源和第一滤波电容，第三与第四桥臂的第一功率开关管相连形成第三端，第三与第四桥臂的第四功率开关管相连形成第四端，第三端与第四端之间并联有负载和第二滤波电容，且第二端与第四端相连。采用交错的单独PWM控制各个功率开关管实现直流变换器的双向升降压。
具体的，如图1所示，本例给出了上述直流变换器的具体结构，包括：第一桥臂包括Sa11、Sa12、Sa13、Sa14四个功率开关管，第二桥臂包括Sb11、Sb12、 Sb13、Sb14四个功率开关管，第三桥臂包括Sb21、Sb22、Sb23、Sb24四个功率开关管，第四桥臂包括Sa21、Sa22、Sa23、Sa24四个功率开关管，一对耦合电感La、 Lb，四个飞跨电容Cflya1、Cflya2、Cflyb1、Cflyb2，第一滤波电容Ci、第二滤波电容Co
直流变换器的连接方式如下(以从左向右升降压为例)：低压侧直流电源 Ebat与输入侧的第一滤波电容Ci并联，a相H桥的前桥臂(即第一桥臂)由Sa11、 Sa12、Sa13、Sa14串联组成，第一滤波电容Ci的一端与功率开关管Sa11的集电极连接，另一端与功率开关管Sa14的发射极连接；飞跨电容Cflya1一端与功率开关管Sa11的发射极和功率开关管Sa12的集电极相连，另一端与功率开关管Sa13的发射极和功率开关管Sa14集电极相连接；第一耦合电感La的一端连接在第一桥臂的中部，即功率开关管Sa12的发射极和功率开关管Sa13的集电极之间，同名端连接在a相H桥的后桥臂的中部，即功率开关管Sa22的发射极和功率开关管的Sa23的集电极之间；a相H桥的后桥臂(即第四桥臂)由Sa21、Sa22、Sa23、Sa24串联组成，飞跨电容Cflya2一端与功率开关管Sa21的发射极和功率开关管Sa22的集电极相连，另一端与功率开关管Sa23的发射极和功率开关管Sa24集电极相连接；b相H桥的前桥臂(即第二桥臂)由Sb11、Sb12、Sb13、Sb14串联组成，飞跨电容Cflyb1一端与功率开关管Sb11的发射极和功率开关管Sb12的集电极相连接，另一端与功率开关管Sb13的发射极和功率开关管Sb14的集电极相连接；第二耦合电感Lb的同名端连接在第二桥臂的中部，即功率开关管Sb12的发射极和功率开关管Sb13的集电极之间，另一端连接在b相H桥的后桥臂的中部，即功率开关管Sb22的发射极和功率开关管的Sb23的集电极之间；b相H桥的后桥臂(即第三桥臂)由Sb21、Sb22、Sb23、Sb24串联组成，飞跨电容Cflyb2一端与功率开关管Sb21的发射极和功率开关管Sb22的集电极相连接，另一端与功率开关管Sb23的发射极和功率开关管Sb24的集电极相连接；第一、第二耦合电感La、Lb反向耦合；输出侧的第二滤波电容Co一端连接功率开关管Sa21、Sb21的集电极，另一端连接功率开关管Sa24、Sb24的发射极，负载R与第二滤波电容Co并联，一端连接第二滤波电容Co的一端和功率开关管Sa21、Sb21的集电极，另一端连接第二滤波电容Co的另一端和功率开关管Sa24、Sb24的发射极。
在本例中，采用交错的单独PWM控制各个功率开关管实现直流变换器的双向升降压，包括：
直流变换器工作在升降压模式(Buck-Boost)下的升压和降压两种模式时，第一桥臂的第一功率开关管Sa11与第二功率开关管Sa12的驱动信号相差180°，第一桥臂的第一功率开关管Sa11与第四功率开关管Sa14、第二功率开关管Sa12与第三功率开关管Sa13的驱动信号互补。第一桥臂的第一功率开关管Sa11与第二桥臂的第一功率开关管Sb11、第一桥臂的第二功率开关管Sa12与第二桥臂的第二功率开关管Sb12的驱动信号相差90°。第一桥臂的第一功率开关管Sa11与第四桥臂的第四功率开关管Sa24、第一桥臂的第二功率开关管Sa12与第四桥臂的第三功率开关管Sa23、第一桥臂的第三功率开关管Sa13与第四桥臂的第二功率开关管Sa22、第一桥臂的第四功率开关管Sa14与第四桥臂的第一功率开关管Sa21的驱动信号相同。第二桥臂的第一功率开关管Sb11与第三桥臂的第四功率开关管Sb24、第二桥臂的第二功率开关管Sb12与第三桥臂的第三功率开关管Sb23、第二桥臂的第三功率开关管Sb13与第三桥臂的第二功率开关管Sb22、第二桥臂的第四功率开关管Sb14与第三桥臂的第一功率开关管Sb21的驱动信号相同。
直流变换器的升降压模式分为占空比大于和小于0.5两种情况，同时又因为耦合电感的原因，使得直流变换器的工作模式根据占空比分为0<D<0.25、 0.25≤D<0.5、0.5≤D<0.75、0.75≤D<1四种情况。基于上述功率开关管的导通规律，本例主要对直流变换器处于升降压模式下的降压模式且占空比为0<D<0.25 时和处于升降压模式下的升压模式且占空比为0.5≤D<0.75时这两种情况作详细的工作模态分析。
(1)当变换器处于降压模式下且占空比为0<D<0.25时，各功率开关管按照图2所示的驱动信号工作，整个工作周期内直流变换器共有8种模态、5种工作状态，如图3所示，其中b、d、f、h为同一种工作状态。
工作状态1，如图3(a)所示：Sa11、Sa13、Sa22、Sa24和Sb13、Sb14、Sb21、 Sb22同时导通。对于a相，根据前侧母线电压以及飞跨电容电压的关系可知，此时前侧母线电压对第一耦合电感La充电，结合此时第二耦合电感Lb放电、其放电电压对La产生的耦合影响使得La的电感电压增大，因此a相的电感电流增大；对于b相，此时第二耦合电感Lb放电、处于续流阶段，但此时La进行充电、其充电电压对Lb产生较强的反向耦合影响，使得此时b相的电感电流缓慢增大。
在此过程中，第一和第二耦合电感的电压为：
Figure BDA0003663637860000071
其中，ULa为第一耦合电感两端电压，ULb为第二耦合电感两端电压；La、 Lb分别为第一、第二耦合电感的自感值；iLa、iLb分别为第一、第二耦合电感电流；M为第一、第二耦合电感的互感值。
导通线路上的两个飞跨电容电压分别稳定为输入、输出电压的一半，表示为：
Figure BDA0003663637860000081
其中，UCfly1为输入侧桥臂的飞跨电容Cflya1的电压，UCfly2为输出侧桥臂的飞跨电容Cflya2的电压；Ui为输入电压，Uo为输出电压。
输入、输出电压的关系为：
Figure BDA0003663637860000082
其中，D为直流变换器当前工作状态下的占空比，在本例中假设D＝0.2。
根据直流变换器当前工作状态下的功率开关管状态，依据式(1)-(3)推导出第一和第二耦合电感的电压与电感及电流变化之间的关系为：
Figure BDA0003663637860000083
当采用两个独立电感时，独立电感电压分别为：
Figure BDA0003663637860000084
因为耦合电感结构设计为La＝Lb＝L，M＝-0.6L，D＝0.2代入式(4)中，得到第一、第二耦合电感的电流斜率与电感电压的关系为：
Figure BDA0003663637860000085
将La＝Lb＝L，代入式(5)得到独立电感的电流斜率与电感电压的关系为：
Figure BDA0003663637860000086
将式(6)与式(7)对比可以得出耦合电感的电流斜率比独立电感的电流斜率更小的结论。
工作状态2，如图3(b)所示：Sa13、Sa14、Sa21、Sa22和Sb13、Sb14、Sb21、Sb22同时导通。对于a相，此时第一耦合电感La处于续流阶段，a相的电感电流减小；对于b相，第二耦合电感Lb也处于续流阶段，b相的电感电流减小。电流斜率计算方法与工作状态1相同，因此得出的结论也相同，在此不再赘述。
工作状态3，如图3(c)所示：Sa13、Sa14、Sa21、Sa22和Sb11、Sb13、Sb22、Sb24同时导通。对于a相，此时第一耦合电感La处于续流阶段，但结合此时Lb进行充电、其充电电压对La产生较强的反向耦合影响，使得a相的电感电流缓慢增大；对于b相，根据前侧母线电压以及飞跨电容电压的关系可知，此时前侧母线电压对第二耦合电感Lb充电，结合此时La放电、其放电电压对Lb产生的耦合影响使得Lb的电感电压增大，因此b相的电感电流增大。电流斜率计算方法与工作状态1相同，因此得出的结论也相同，在此不再赘述。
工作状态4，如图3(e)所示：Sa12、Sa14、Sa21、Sa23和Sb13、Sb14、Sb21、Sb22同时导通。对于a相，根据飞跨电容电压的关系可知，此时飞跨电容Cfiya1对第一耦合电感La进行充电，结合此时第二耦合电感Lb放电、其放电电压对La产生的耦合影响使得La的电感电压增大，因此a相的电感电流增大；对于b相，此时Lb处于续流阶段，但此时La进行充电、其充电电压对Lb产生较强的反向耦合影响，使得此时b相电感电流缓慢增大。电流斜率计算方法与工作状态1相同，因此得出的结论也相同，在此不再赘述。
工作状态5，如图3(g)所示：Sa13、Sa14、Sa21、Sa22和Sb12、Sb14、Sb21、 Sb23同时导通。对于a相，此时第一耦合电感La处于续流阶段，但此时第二耦合电感Lb进行充电、其充电电压对La产生较强的反向耦合影响，使得此时a 相的电感电流缓慢增大；对于b相，根据飞跨电容电压的关系可知，此时飞跨电容Cfiyb1对第二耦合电感Lb进行充电，结合此时La放电、其放电电压对Lb产生的耦合影响使得Lb的电感电压增大，因此b相的电感电流增大。电流斜率计算方法与工作状态1相同，因此得出的结论也相同，在此不再赘述。
整个工作周期汇总的耦合电感的电流纹波与独立电感的电流纹波对比图如图4所示，其中上图为独立电感的电流纹波，下图为本申请的耦合电感的电流纹波，从中可以看出，使用耦合电感后，直流变换器的电感电流纹波得到明显抑制，提高了变换器的转换效率，证明了采用耦合电感使得直流变换器在整个周期内的电感电流纹波减小的结论；并且在使用耦合电感后，磁芯减少，耦合电感相比独立电感体积也得到明显减小，使得变换器的体积变小，提高了变换器的功率密度。
(2)当变换器处于升压模式下且占空比为0.5≤D<0.75时，各功率开关管按照图5所示的驱动信号工作，整个工作周期内直流变换器共有8种模态、5 种工作状态，如图6所示，其中b、d、f、h为同一种工作状态。
工作状态1，如图6(a)所示：Sa11、Sa12、Sa23、Sa24和Sb12、Sb14、Sb21、Sb23同时导通。对于a相，根据前侧母线电压以及飞跨电容电压的关系可知，此时前侧母线电压对第一耦合电感La充电，结合此时第二耦合电感Lb放电、其放电电压对La产生的耦合影响使得La的电感电压增大，因此a相的电感电流快速增大；对于b相，此时根据飞跨电容电压的关系，此时Lb处于放电阶段，但此时La进行充电、其充电电压对Lb产生较强的反向耦合影响，使得b相的电感电流缓慢增大。
工作状态2，如图6(b)所示：Sa11、Sa13、Sa22、Sa24和Sb12、Sb14、Sb21、Sb23同时导通。对于a相，根据前侧母线电压以及飞跨电容电压的关系可知，此时第一耦合电感La放电，结合此时第二耦合电感Lb放电、其放电电压对La产生的耦合影响使得La放电过程变缓，因此a相的电感电流缓慢减小；对于b相，根据前侧母线电压以及飞跨电容电压的关系可知，此时Lb放电，结合此时La放电、其放电电压对Lb产生的耦合影响使得Lb放电过程变缓，因此b相的电感电流缓慢减小。
工作状态3，如图6(c)所示：Sa11、Sa13、Sa22、Sa24和Sb11、Sb12、Sb23、Sb24同时导通。对于a相，此时根据飞跨电容电压的关系，可知此时第一耦合电感 La处于放电阶段，但此时第二耦合电感Lb进行充电、其充电电压对La产生较强的反向耦合影响，使得a相电感电流缓慢增大；对于b相，根据前侧母线电压以及飞跨电容电压的关系可知，此时前侧母线电压对Lb充电，结合此时La放电、其放电电压对Lb产生的耦合影响使得Lb的电感电压增大，因此b相的电感电流快速增大。
工作状态4，如图6(e)所示：Sa11、Sa12、Sa23、Sa24和Sb12、Sb14、Sb21、Sb23同时导通。对于a相，根据前侧母线电压以及飞跨电容电压的关系可知，此时前侧母线电压对第一耦合电感La充电，结合此时第二耦合电感Lb放电、其放电电压对La产生的耦合影响使得La的电感电压增大，因此a相的电感电流快速增大；对于b相，此时根据飞跨电容电压的关系，可知此时Lb处于放电阶段，但此时La进行充电、其充电电压对Lb产生较强的反向耦合影响，使得b相的电感电流缓慢增大。
工作状态5，如图6(g)所示：Sa12、Sa14、Sa21、Sa23和Sb11、Sb12、Sb23、Sb24同时导通。对于a相，此时根据飞跨电容电压的关系，可知此时第一耦合电感 La处于放电阶段，但此时第二耦合电感Lb进行充电、其充电电压对La产生较强的反向耦合作用，使得a相的电感电流缓慢增大；对于b相，根据前侧母线电压以及飞跨电容电压的关系可知，此时前侧母线电压对Lb充电，结合此时 La放电、其放电电压对Lb产生的耦合影响使得Lb的电感电压增大，因此b相的电感电流快速增大。
上述5种工作状态下的电流斜率计算方法均与降压模式下的电流斜率计算方法相同，因此得出的结论也相同，在此不再赘述。整个工作周期汇总的耦合电感的电流纹波与独立电感的电流纹波对比图如7所示，其中上图为独立电感的电流纹波，下图为本申请的耦合电感的电流纹波，从中可以看出，使用耦合电感后，变换器的电感电流纹波得到明显抑制，这提高了变换器的转换效率，证明了采用耦合电感使得直流变换器在整个周期内的电感电流纹波减小的结论；并且在使用耦合电感后，磁芯减少，耦合电感相比独立电感体积也得到明显减小，使得变换器的体积变小，提高了变换器的功率密度。
以上所述的仅是本申请的优选实施方式，本发明不限于以上实施例。可以理解，本领域技术人员在不脱离本发明的精神和构思的前提下直接导出或联想到的其他改进和变化，均应认为包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种基于耦合电感的两相交错飞跨电容双向直流变换器，其特征在于，包括顺序排列的第一至第四桥臂、一对耦合电感和四个飞跨电容，第一桥臂与第四桥臂的中部通过第一耦合电感相连，形成a相H桥，第二桥臂与第三桥臂的中部通过第二耦合电感相连，形成b相H桥，且第一和第二耦合电感反向耦合；其中，每组桥臂包括顺序串联的第一至第四功率开关管，且第二和第三功率开关管的相连端作为桥臂的中部；所述飞跨电容的两端分别接在第一和第二功率开关管的相连端以及第三和第四功率开关管的相连端；第一与第二桥臂的第一功率开关管相连形成第一端，第一与第二桥臂的第四功率开关管相连形成第二端，所述第一端与第二端之间并联有直流电源，第三与第四桥臂的第一功率开关管相连形成第三端，第三与第四桥臂的第四功率开关管相连形成第四端，所述第三端与第四端之间并联有负载，且所述第二端与第四端相连；采用交错的单独PWM控制各个功率开关管实现直流变换器的双向升降压。
2.根据权利要求1所述的基于耦合电感的两相交错飞跨电容双向直流变换器，其特征在于，所述采用交错的单独PWM控制各个功率开关管实现直流变换器的双向升降压，包括：
所述直流变换器工作在升降压模式下的升压和降压两种模式时，所述第一桥臂的第一功率开关管与第二功率开关管的驱动信号相差180°，所述第一桥臂的第一功率开关管与第四功率开关管、第二功率开关管与第三功率开关管的驱动信号互补；所述第一桥臂的第一功率开关管与所述第二桥臂的第一功率开关管、所述第一桥臂的第二功率开关管与所述第二桥臂的第二功率开关管的驱动信号相差90°；所述第一桥臂的第一功率开关管与所述第四桥臂的第四功率开关管、所述第一桥臂的第二功率开关管与所述第四桥臂的第三功率开关管、所述第一桥臂的第三功率开关管与所述第四桥臂的第二功率开关管、所述第一桥臂的第四功率开关管与所述第四桥臂的第一功率开关管的驱动信号相同；所述第二桥臂的第一功率开关管与所述第三桥臂的第四功率开关管、所述第二桥臂的第二功率开关管与所述第三桥臂的第三功率开关管、所述第二桥臂的第三功率开关管与所述第三桥臂的第二功率开关管、所述第二桥臂的第四功率开关管与所述第三桥臂的第一功率开关管的驱动信号相同。
3.根据权利要求2所述的基于耦合电感的两相交错飞跨电容双向直流变换器，其特征在于，所述直流变换器工作在升降压模式下的降压模式时占空比包括0<D<0.25、0.25≤D<0.5两种情况，其中D表示占空比；
当处于降压模式下且占空比为0<D<0.25时，整个工作周期内所述直流变换器的a、b相H桥的工作状态相同，其中所述a相H桥的工作状态分别为：
状态一：所述第一桥臂的第一功率开关管与第三功率开关管、所述第四桥臂的第二功率开关管与第四功率开关管同时导通，其余功率开关管关断；
状态二：所述第一桥臂的第二功率开关管与第四功率开关管、所述第四桥臂的第一功率开关管与第三功率开关管同时导通，其余功率开关管关断；
状态三：所述第一桥臂的第三功率开关管与第四功率开关管、所述第四桥臂的第一功率开关管与第二功率开关管同时导通，其余功率开关管关断；
当处于降压模式下且占空比为0.25≤D<0.5时，整个工作周期内所述直流变换器的a、b相H桥的工作状态均与上述三种状态相同，区别是所述状态一和状态三的工作时间不同，使得最终输出发生变化。
4.根据权利要求2所述的基于耦合电感的两相交错飞跨电容双向直流变换器，其特征在于，所述直流变换器工作在升降压模式下的升压模式时占空比包括0.5≤D<0.75、0.75≤D<1两种情况；
当处于升压模式下且占空比为0.5≤D<0.75时，整个工作周期内所述直流变换器的a、b相H桥的工作状态相同，其中所述a相H桥的工作状态分别为：
状态一：所述第一桥臂的第一功率开关管与第三功率开关管、所述第四桥臂的第二功率开关管与第四功率开关管同时导通，其余功率开关管关断；
状态二：所述第一桥臂的第二功率开关管与第四功率开关管、所述第四桥臂的第一功率开关管与第三功率开关管同时导通，其余功率开关管关断；
状态三：所述第一桥臂的第一功率开关管与第二功率开关管、所述第四桥臂的第三功率开关管与第四功率开关管同时导通，其余功率开关管关断；
当处于升压模式下且占空比为0.75≤D<1时，整个工作周期内所述直流变换器的a、b相H桥的工作状态均与上述三种状态相同，区别是所述状态一和状态三的工作时间不同，使得最终输出发生变化。
5.根据权利要求1-4任一所述的基于耦合电感的两相交错飞跨电容双向直流变换器，其特征在于，所述第一和第二耦合电感的电压为：
Figure FDA0003663637850000031
其中，ULa为第一耦合电感两端电压，ULb为第二耦合电感两端电压；La、Lb分别为第一、第二耦合电感的自感值；iLa、iLb分别为第一、第二耦合电感电流；M为第一、第二耦合电感的互感值；
导通线路上的两个飞跨电容电压分别稳定为输入、输出电压的一半，表示为：
Figure FDA0003663637850000032
其中，UCfly1为输入侧桥臂的飞跨电容电压，UCfly2为输出侧桥臂的飞跨电容电压；Ui为输入电压，Uo为输出电压；
所述输入、输出电压的关系为：
Figure FDA0003663637850000033
其中，D为所述直流变换器当前工作状态下的占空比；
根据所述直流变换器当前工作状态下的功率开关管状态，依据式(1)-(3)推导出所述第一和第二耦合电感的电压与电感及电流变化之间的关系为：
Figure FDA0003663637850000034
当采用两个独立电感时，独立电感电压分别为：
Figure FDA0003663637850000035
将La＝Lb＝L，代入式(5)得到独立电感的电流斜率与电感电压的关系为：
Figure FDA0003663637850000036
将La＝Lb＝L，M＝-0.6L，所述直流变换器当前工作状态下的占空比代入式(4)中，得到第一、第二耦合电感的电流斜率与电感电压的关系，与式(6)对比得出：采用耦合电感使得所述直流变换器在整个周期内的电感电流纹波减小的结论。
6.根据权利要求5所述的基于耦合电感的两相交错飞跨电容双向直流变换器，其特征在于，所述直流变换器还包括第一和第二滤波电容，所述第一端与第二端之间还并联有第一滤波电容，所述第三端与第四端之间还并联有第二滤波电容。
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