CN115425847B - 功率转换电路与电子设备 - Google Patents

功率转换电路与电子设备 Download PDF

Info

Publication number
CN115425847B
CN115425847B CN202211387831.XA CN202211387831A CN115425847B CN 115425847 B CN115425847 B CN 115425847B CN 202211387831 A CN202211387831 A CN 202211387831A CN 115425847 B CN115425847 B CN 115425847B
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
branch
output
voltage conversion
input
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202211387831.XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN115425847A (zh
Inventor
陈敏杰
杨松楠
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Xidi Microelectronics Group Co ltd
Princeton University
Original Assignee
Guangdong Xidi Microelectronics Co ltd
Princeton University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Guangdong Xidi Microelectronics Co ltd, Princeton University filed Critical Guangdong Xidi Microelectronics Co ltd
Priority to CN202211387831.XA priority Critical patent/CN115425847B/zh
Publication of CN115425847A publication Critical patent/CN115425847A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN115425847B publication Critical patent/CN115425847B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J1/00—Circuit arrangements for dc mains or dc distribution networks
    • H02J1/08—Three-wire systems; Systems having more than three wires
    • H02J1/082—Plural DC voltage, e.g. DC supply voltage with at least two different DC voltage levels
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本申请公开了一种功率转换电路与电子设备，涉及电子电路技术领域，功率转换电路包括第一电压转换输入支路、N个多电平电压轨、第一电感支路与第一电压转换输出支路。第一电压转换输入支路与直流电源及N个多电平电压轨连接，第一电感支路与N个多电平电压轨连接，第一电压转换输出支路分别与第一电感支路的输出端及第一负载连接。第一电压转换输入支路对直流电源的电压进行转换，以为N个多电平电压轨分别提供依次错相360°/N的周期性电压脉冲信号，电压脉冲信号的峰值电压为第一峰值电压。第一电压转换输出支路将第一电感支路输出的电压进行转换，以为第一负载提供第一供电电压。通过上述方式，能够降低功率转换过程中的功率损耗。

Description

功率转换电路与电子设备
技术领域
本申请涉及电子电路技术领域，特别是涉及一种功率转换电路与电子设备。
背景技术
随着技术的进步，人工智能（AI）等下一代计算系统已成为进一步提高算力的有效替代方案。基于人工智能的下一代计算系统展示了人类的智能，例如感知、学习、推理和解决问题。基于AI的下一代计算系统可以用图形处理单元(GPU)实现。图形处理单元可以通过并行计算获得性能提升。随着图形处理单元的计算能力增加，对电源的需求也不断增加。为了减少下一代计算负载（例如，图形处理单元）中的功率损耗，往往使用低电源电压（例如，低于1V的电源电压）来为图形处理单元供电。
目前，通常通过开关模式功率转换器来获得低电源电压。具体为，开关模式功率转换器将其输入的能量在诸如电感器或耦合电感器之类的磁性元件的帮助下传输到开关模式功率转换器的输出端输出。其中，开关模式功率转换器可以为同步降压转换器、交错同步降压转换器、三电平降压转换器等。这种类型的转开关模式功率转换器可以设计为通过应用高带宽的控制方案来控制输出电压，从而根据可变的输入电压实现稳定的输出电压。
然而，由于上述开关模式功率转换器中的诸如电感器或耦合电感器之类的磁性元件直接与开关模式功率转换器的输出端连接，则导致磁性元件上的电流较大，从而导致在磁性元件上具有较大的功率损耗。
发明内容
本申请旨在提供一种功率转换电路与电子设备，能够降低功率转换过程中的功率损耗。
为实现上述目的，第一方面，本申请提供一种功率转换电路，包括：
第一电压转换输入支路、N个多电平电压轨、第一电感支路与第一电压转换输出支路，其中，N为≥2的整数；
所述第一电压转换输入支路分别与直流电源及所述N个多电平电压轨连接，所述第一电感支路的N个输入端分别与所述N个多电平电压轨连接，所述第一电压转换输出支路分别与所述第一电感支路的输出端及第一负载连接；
所述第一电压转换输入支路用于对所述直流电源的电压进行转换，以为所述N个多电平电压轨分别提供依次错相第一角度的周期性电压脉冲信号，且所述电压脉冲信号的峰值电压为第一峰值电压，所述第一角度为360°/N；
所述第一电压转换输出支路用于将所述第一电感支路输出的电压进行转换，以为所述第一负载提供第一供电电压。
在一种可选的方式中，配置所述第一电压转换输入支路为开关电容电压转换电路：
其中，在所述第一电压转换输入支路的一个开关周期内的第一部分时长，所述直流电源通过所述第一电压转换输入支路中的第一部分开关为所述第一电压转换输入支路中的至少一个飞跨电容充电；
在所述第一电压转换输入支路的一个开关周期内的第二部分时长，所述第一电压转换输入支路中的至少一个飞跨电容通过所述第一电压转换输入支路中的第二部分开关向所述N个多电平电压轨中的至少一个放电。
在一种可选的方式中，所述直流电源的电压为所述第一峰值电压的正整数倍。
在一种可选的方式中，配置所述第一电压转换输出支路为开关电容电压转换电路；
其中，在所述第一电压转换输出支路的一个开关周期内的第一部分时长，所述第一电感支路通过所述第一电压转换输出支路中的第一部分开关为所述第一电压转换输出支路中的至少一个飞跨电容充电；
在所述第一电压转换输出支路的一个开关周期内的第二部分时长，所述第一电压转换输出支路中的至少一个飞跨电容通过所述第一电压转换输出支路中的第二部分开关向所述第一负载放电。
在一种可选的方式中，所述第一电压转换输入支路包括N个电压转换输入子支路；
所述N个电压转换输入子支路中任一电压转换输入子支路的输入端均与所述直流电源连接，所述N个电压转换输入子支路的输出端与所述N个多电平电压轨一一对应连接。
在一种可选的方式中，所述第一电压转换输入支路包括M个电压转换输入子支路，其中，M为≥2的整数，且M＜N；
所述M个电压转换输入子支路中任一电压转换输入子支路的输入端均与所述直流电源连接，所述M个电压转换输入子支路中的任一电压转换输入子支路的输出端与所述N个多电平电压轨中的至少一个连接。
在一种可选的方式中，所述第一电压转换输入支路包括K个电压转换输入子支路，其中，K为≥2的整数；
所述K个电压转换输入子支路中任一电压转换输入子支路的输入端均与所述直流电源连接，所述K个电压转换输入子支路中的任一电压转换输入子支路均与所述N个多电平电压轨连接。
在一种可选的方式中，所述功率转换电路还包括第二电感支路与第二电压转换输出支路；
所述第二电感支路的N个输入端与所述N个多电平电压轨一一对应连接，所述第二电感支路的输出端与所述第二电压转换输出支路的输入端连接，所述第二电压转换输出支路的输出端与第二负载连接；
所述第二电压转换输出支路用于将所述第二电感支路输出的电压进行转换，以为所述第二负载提供第二供电电压。
在一种可选的方式中，所述第一负载与所述第二负载为同一负载。
在一种可选的方式中，所述第一电压转换输出支路中开关的开关频率不小于所述第一电压转换输入支路中开关的开关频率。
在一种可选的方式中，所述第一电压转换输出支路中开关的开关频率为第一电压转换输入支路中开关的开关频率的正整数倍。
在一种可选的方式中，所述第一电感支路包括N个电感；
所述N个电感的第一端与所述N个多电平电压轨一一对应连接，所述N个电感的第二端皆与所述第一电压转换输出支路连接。
在一种可选的方式中，所述N个电感的第二端短接后与所述第一电压转换输出支路的一个输入端连接。
在一种可选的方式中，所述N个电感的第二端与所述第一电压转换输出支路的N个输入端一一对应连接。
在一种可选的方式中，所述第一电压转换输出支路包括L个输入端，其中，L为整数，且1＜L＜N；
所述第一电压转换输出支路的L个输入端中的每一个都与所述N个电感的N个第二端中至少一个连接。
在一种可选的方式中，所述N个电感之间两两耦合。
第二方面，本申请提供一种功率转换电路，包括：
第一电压转换输入支路、第一多电平电压轨、第一电感支路与第一电压转换输出支路；
所述第一电压转换输入支路的输入端与直流电源连接，所述第一电压转换输入支路的输出端分别与所述第一多电平电压轨及所述第一电感支路的输入端连接，所述第一电感支路的输出端与所述第一电压转换输出支路的输入端连接，所述第一电压转换输出支路的输出端与第一负载连接；
所述第一电压转换输入支路用于对所述直流电源的电压进行转换，以为所述第一多电平电压轨提供周期性的电压脉冲信号，且所述电压脉冲信号的峰值电压为第一峰值电压；
所述第一电压转换输出支路用于将所述第一电感支路输出的电压进行转换，以为所述第一负载提供第一供电电压；
其中，所述第一电压转换输入支路与所述第一电压转换输出支路均为开关电容电压转换电路的结构。
在一种可选的方式中，所述第一电感支路包括第一电感；
所述第一电感的第一端与所述第一多电平电压轨连接，所述第一电感的第二端与所述第一电压转换输出支路的输入端连接。
在一种可选的方式中，还包括第二电感支路与第二电压转换输出支路；
所述第二电感支路的输入端与所述第一多电平电压轨连接，所述第二电感支路的输出端与所述第二电压转换输出支路的输入端连接，所述第二电压转换输出支路的输出端与第二负载连接；
所述第二电压转换输出支路用于将所述第二电感支路输出的电压进行转换，以为所述第二负载提供第二供电电压。
第三方面，本申请还提供一种电子设备，包括如上所述的功率转换电路。
本申请的有益效果是：本申请提供的功率转换电路，包括：第一电压转换输入支路、N个多电平电压轨、第一电感支路与第一电压转换输出支路，其中，N为≥2的整数。第一电压转换输入支路分别与直流电源及N个多电平电压轨连接。第一电感支路的N个输入端分别与N个多电平电压轨连接。第一电压转换输出支路分别与第一电感支路的输出端及第一负载连接。第一电压转换输入支路用于对直流电源的电压进行转换，以为N个多电平电压轨分别提供依次错相第一角度的周期性电压脉冲信号。且电压脉冲信号的峰值电压为第一峰值电压，第一角度为360°/N。第一电压转换输出支路用于将第一电感支路输出的电压进行转换，以为第一负载提供第一供电电压。通过上述方式，在实现功率转换的过程中，能够将第一电感支路移至更高的电压水平和更低的额定电流，从而降低第一电感支路上流经的电流，有利于降低在功率转换过程中的功率损耗。
附图说明
一个或多个实施例通过与之对应的附图中的图片进行示例性说明，这些示例性说明并不构成对实施例的限定，附图中具有相同参考数字标号的元件表示为类似的元件，除非有特别申明，附图中的图不构成比例限制。
图1为本申请实施例提供的功率转换电路的结构示意图；
图2为本申请实施例提供的多电平电压轨上的电压信号与电流信号；
图3为本申请另一实施例提供的功率转换电路的结构示意图；
图4为本申请另一实施例提供的功率转换电路的电路结构示意图；
图5为图4所示的第一电压转换输入支路、第一电感支路及第一电压转换输出支路中的各信号的示意图；
图6为图4所示的第一电压转换输入支路、第二电感支路及第二电压转换输出支路中的各信号的示意图；
图7为图4所示的第一电压转换输入支路、第三电感支路及第三电压转换输出支路中的各信号的示意图；
图8为图4所示的第一电压转换输入支路、第四电感支路及第四电压转换输出支路中的各信号的示意图；
图9为本申请另一实施例提供的功率转换电路的电路结构示意图；
图10为图9所示的功率转换电路中各信号的示意图；
图11为本申请一实施例提供的功率转换电路的电路结构示意图；
图12为本申请一实施例提供的功率转换电路的电路结构示意图；
图13为本申请一实施例提供的功率转换电路的结构示意图；
图14为本申请一实施例提供的功率转换电路的电路结构示意图；
图15为本申请一实施例提供的功率转换电路的结构示意图；
图16为本申请一实施例提供的功率转换电路的电路结构示意图；
图17为本申请一实施例提供的功率转换电路的结构示意图；
图18为本申请一实施例提供的功率转换电路的电路结构示意图；
图19为本申请一实施例提供的功率转换电路的电路结构示意图；
图20为本申请一实施例提供的功率转换电路的结构示意图；
图21为本申请一实施例提供的功率转换电路的电路结构示意图；
图22为本申请一实施例提供的功率转换电路的结构示意图；
图23为本申请一实施例提供的功率转换电路的电路结构示意图。
具体实施方式
为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
请参照图1，图1为本申请实施例提供的功率转换电路的结构示意图。如图1所示，该功率转换电路100包括第一电压转换输入支路10、N个多电平电压轨、第一电感支路20与第一电压转换输出支路30，其中，N为≥2的整数。N个多电平电压轨包括第一个多电平电压轨V1、第二个多电平电压轨V2、第三个多电平电压轨V3…第N个多电平电压轨VN。
其中，第一电压转换输入支路10分别与直流电源VIN及N个多电平电压轨连接。第一电感支路20的N个输入端分别与N个多电平电压轨连接。第一电压转换输出支路30分别与第一电感支路20的输出端及第一负载200连接。
具体地，第一电压转换输入支路10用于对直流电源VIN的电压进行转换，以为N个多电平电压轨分别提供依次错相第一角度的周期性电压脉冲信号。其中，该电压脉冲信号的峰值电压为第一峰值电压，第一角度为360°/N。第一电压转换输出支路30用于将第一电感支路20输出的电压进行转换，以为第一负载200提供第一供电电压。其中，第一电感支路20包括至少一个电感，第一电感支路20作为中间链路，不仅能够起到滤波作用，还能够通过其两端的电压变化对功率转换电路100的输出电压进行控制。
在一些实施例中，图1中所示的功率转换电路100用于将来自电压为48V的直流电源转换为低压输出。其中，第一电压转换输入支路10用于将电压从48V转换为多个交错的多电平电压轨（例如，峰值电压为4V到8V中任一电压值的多电平电压轨)用于配电。此外，第一电压转换输出支路30也能够进行输出电压的调节。与传统的开关模式功率转换器相比，图1所示的功率转换电路100将磁性元件(即第一电感支路20)连接在第一电压转换输入支路10与第一电压转换输出支路30之间，即将磁性元件移至更高的电压水平和更低的额定电流的位置。这种配置有助于吸收来自配电网络(PDN)寄生元件的影响并降低磁性元件上流经的电流，从而降低在功率转换过程中的功率损耗。
需要说明的是，在本申请的任一实施例中，各电压转换输出支路与所连接的负载之间的连接端即为该电压转换输出支路输出电压的输出端。例如，如图1所示的第一电压转换支路30与所连接的第一负载200之间的连接端即为第一电压转换支路30输出电压的输出端。又如，如图3所示的第二电压转换支路32与所连接的第二负载202之间的连接端即为第二电压转换支路32输出电压的输出端。
请参照图2，图2中示出了N个多电平电压轨上的电压信号与电流信号的波形图。
如图2中的a1部分所示，水平轴表示时间间隔，纵轴表示N个交错的多电平电压轨上的电压信号。其中，每一行上的电压为一个电压脉冲。N个多电平电压轨上的电压脉冲以顺序的方式产生，即N个多电平电压轨依次错相360°/N。例如，若N=2，则第一个多电平电压轨V1与第二个多电平电压轨V2错相180°。亦即，在0-180°时为第一个多电平电压轨V1的电压脉冲，在180°-360°时为第二个多电平电压轨V2的电压脉冲，并按照上述方式循环。并且任一多电平电压轨的电压脉冲的峰值电压均可以显著低于直流电源VIN的电压。
如图2中的a2部分所示，水平轴表示时间间隔，纵轴表示流经N个交错的多电平电压轨的电流。每行是流经对应的多电平电压轨的电流，例如，第一行的电流I1为流经第一个多电平电压轨V1的电流。可见，流经每个多电平电压轨的电流也是交错的。每行电流上的峰值电流出现的时刻对应于同一电压轨上每个电压脉冲结束的时刻，例如，第一行电流I1的峰值电流出现的时刻对应于第一个多电平电压轨V1的第一个电压脉冲结束的时刻。
在一实施例中，如图3所示，功率转换电路100还包括第二电感支路22与第二电压转换输出支路32。
其中，第二电感支路22的N个输入端与N个多电平电压轨一一对应连接。即第二电感支路22的每一个输入端都与一个多电平电压轨连接。第二电感支路22的输出端与第二电压转换输出支路21的输入端连接。第二电压转换输出支路32的输出端与第二负载202连接。
具体地，第二电压转换输出支路32用于将第二电感支路22输出的电压进行转换，以为第二负载202提供第二供电电压。
当然，在其他的实施例中，还可以配置更多的电感支路与电压转换输出支路，以实现为更多的负载提供不同的供电电压。例如，在一实施方式中，功率转换电路100还包括第三电感支路24、第四电感支路26、第三电压转换输出支路34与第四电压转换输出支路36。其中具体的连接方式可参照对第二电感支路22与第二电压转换输出支路32的描述以及参照图3所示的结构，这里不再赘述。
并且，各电感支路之间可以相同，也可以不同，例如第一电感支路20与第二电感支路22可以相同也可以不同。各电压转换输出支路可以相同也可以不同，例如，第一电压转换输出支路30与第二电压转换输出支路32可以相同也可以不同。
此外，在一些实施例中，第一负载200与第二负载202可以为同一负载。
请一并参照图3与图4，图4中示出了与图3所示的结构对应的电路结构，并且以N=2为例。如图4所示，第一电压转换输入支路10被配置为开关电容电压转换电路。
其中，在第一电压转换输入支路10的一个开关周期内的第一部分时长，直流电源VIN通过第一电压转换输入支路10中的第一部分开关为第一电压转换输入支路10中的至少一个飞跨电容充电。在第一电压转换输入支路10的一个开关周期内的第二部分时长，第一电压转换输入支路10中的至少一个飞跨电容通过第一电压转换输入支路10中的第二部分开关向N个多电平电压轨中的至少一个放电。从而，实现对直流电源VIN的电压的转换过程。
并且，在一实施方式中，第一电压转换输入支路10能够实现直流电源VIN的电压为第一峰值电压的整数倍。例如，对于图4所示的电路结构而言，节点SWA上的电压（即第一个多电平电压轨V1上电压）为多个第一电压脉冲。第一电压脉冲的幅度(即第一峰值电压)等于直流电源VIN的电压的六分之一。节点SWB上的电压（即第二个多电平电压轨V2上电压）为多个第二电压脉冲。第二电压脉冲的幅度(同样为第一峰值电压)等于直流电源VIN的电压的六分之一。在一个开关周期中，第一电压脉冲和第二电压脉冲之间存在180度的相移。在直流电源VIN的电压为48V的情况下，开关电容电压转换电路中各个飞跨电容(包括第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4与第五电容C5)两端的电压分别为40V、32V、24V、16V和8V。
在一实施例中，可将第一电压转换输出支路30配置为产生第一预设电压(以第一预设电压为1.5V为例)的输出电压。其中，1.5V的输出电压是通过第一电感支路20和第一电压转换输出支路30直接对两个多电平电压轨(第一个多电平电压轨V1与第二个多电平电压轨V2)上的电压脉冲(例如，8V电压脉冲)进行滤波而产生的。在该实施例中，通过控制第一电压转换输入支路10的占空比D，可使得第一电压转换输出支路30的输出被调节在1.5V。第一电压转换输入支路10的输出电压等于直流电源VIN的电压Vin×D/6。在一些实施例中，若直流电源VIN的电压Vin等于48V，且输出电压为1.5V，则占空比D约等于0.1875。
此外，在该实施例中，第一电感支路20中采用了耦合电感。并且，由于N=2，所以第一电感支路20也只包括两个电感,分别为第一电感L11与第二电感L12。而若N为其他数值，则第一电感支路20也可以同样包括N个电感，并且N个电感的第一端与N个多电平电压轨一一对应连接，N个电感的第二端皆与第一电压转换输出支路连接。以图4所示的第一电感支路20为例，第一电感L11的第一端与第一个多电平电压轨V1连接，第二电感L12的第一端与第二个多电平电压轨V2连接，第一电感L11的第二端与第二电感L12的第二端皆与第一电压转换输出支路30连接。同时，N个电感之间还可以两两耦合。其中，在该实施例中，第一电感L11与第二电感L12之间的连接端用于与第一负载200连接。
在一实施例中，可将第二电压转换输出支路32配置为产生第二预设电压(以第二预设电压为1.2V为例)的输出电压。其中，第二电压转换输出支路32被配置为开关电容电压转换电路。其中，在第二电压转换输出支路32的一个开关周期内的第一部分时长，第二电感支路22通过第二电压转换输出支路32中的第一部分开关为第二电压转换输出支路32中的至少一个飞跨电容充电。在第二电压转换输出支路32的一个开关周期内的第二部分时长，第二电压转换输出支路32中的至少一个飞跨电容通过第二电压转换输出支路32中的第二部分开关向第二负载202放电。在该实施例中，通过配置第二电压转换输出支路32中的开关的开关频率为第一电压转换输入支路10中的开关的开关频率的两倍，以实现将直流电源VIN的电压转换为第二预设电压。此外，第二电感支路22也采用了耦合电感。同时，开关Q24与开关Q25之间的连接端用于与第二负载202连接。
可以理解的是，由于各电压转换输出支路32可以相同也可以不同，则第一电压转换输出支路30等其他的开关支路也同样可以配置为开关电容电压转换电路，并且具体实现过程与第二转换输出支路32类似，其在本领域技术人员容易理解的范围内，这里不再赘述。
在一实施例中，可将第三电压转换输出支路34配置为产生第三预设电压(以第三预设电压为1.8V为例)的输出电压。其中，第三电压转换输出支路33被配置为单相升压电路，并且第三电压转换输出支路34中的开关的开关频率为第一电压转换输入支路10中的开关的开关频率的三倍，以实现将直流电源VIN的电压转换为1.5V，再从1.5V升高到1.8V输出。在该实施例中，第三电感支路24采用了两个独立的电感。同时，开关Q31与电容C31之间的连接端用于与第三负载204连接。
在一实施例中，可将第四电压转换输出支路36配置为产生第四预设电压(以第四预设电压为1.0V为例)的输出电压。其中，第四电压转换输出支路36被配置为开关电容电压转换电路。并且第四电压转换输出支路36中的开关的开关频率为第一电压转换输入支路10中的开关的开关频率的四倍，以实现将直流电源VIN的电压转换为均值为1.5V的多电平电压轨上的电压脉冲，再由第四电压转换输出支路36将该电压轨上的多电平电压信号降低至1.0V直流输出。在该实施例中，第四电感支路26采用了两个独立的电感。同时，开关Q44与开关Q45之间的连接端用于与第四负载206连接。
需要指出的是，各个电压转换输出支路的工作频率相对独立，且都需要不小于电压转换输入支路的中开关的开关频率。而整数的倍频关系则可以简化系统的设计，从而该种方式较常被使用。
请一并参照图4与图5，图5中示出了图4所示的第一电压转换输入支路10、第一电感支路20及第一电压转换输出支路30中的各信号的示意图，共九行。
如图5所示，横轴表示时间间隔；第一行是开关Q1、开关Q3与开关Q5的栅极驱动信号A；第二行是代表开关Q8的栅极驱动信号
Figure 535285DEST_PATH_IMAGE001
；第三行是开关Q2、开关Q4和开关Q6的栅极驱动信号B；第四行是开关Q7的栅极驱动信号
Figure 931632DEST_PATH_IMAGE002
；第五行是节点SWA上的电压；第六行是节点SWB上的电压；第七行是流经第一电感L11的电流I11；第八行是流经第二电感L12的电流I12；第九行是流经第一电感L11的电流I11和流经第二电感L12的电流I12之和。
具体地，开关Q1、开关Q3和开关Q5的栅极驱动信号A与开关Q2、Q开关4和开关Q6的栅极驱动信号B之间存在180度相移。开关Q8的栅极驱动信号
Figure 336068DEST_PATH_IMAGE001
与开关Q1、开关Q3和开关Q5的栅极驱动信号A是两个互补信号。开关Q1、开关Q3和开关Q5的栅极驱动信号A的占空比为D。同样，开关Q7的栅极驱动信号
Figure 60442DEST_PATH_IMAGE002
与开关Q2、开关Q4和开关Q6的栅极驱动信号B是两个互补信号。开关Q2、开关Q4和开关Q6的栅极驱动信号B的占空比为D。节点SWA上的电压为多个第一电压脉冲。节点SWB上的电压为多个第二电压脉冲。在一个开关周期Ts中，第一电压脉冲和第二电压脉冲之间存在180度的相移。
在该实施例中，流经第一电感L11的电流I11的主要的上升区间与节点SWA上的电压脉冲同相。流经第二电感L12的电流I12的主要上升区间与节点SWB上的电压脉冲同相。由于耦合电感器的性质，可以在流经第一电感L11的电流I11上观察到第二个上升区间，它与节点SWB上的电压脉冲同相。类似地，在流经第二电感L12的电流I12上可以观察到第二个上升区间，它与节点SWA上的电压脉冲同相。耦合电感器的实施降低了电感链路上的电流纹波，同时允许更快的瞬态响应。流经第一电感L11的电流I11和流经第二电感L12的电流I12之和的变化周期等于一个开关周期Ts的二分之一。其中，在本申请的实施例中，Io为流入负载的电流。例如，在图5所示的实施例中，Io为从第一电感L11与第二电感L12之间的连接端流入第一负载200的电流。
请一并参照图4与图6，图6中示出了图4所示的第一电压转换输入支路10、第二电感支路22及第二电压转换输出支路32中的各信号的示意图，共十二行。
如图6所示，横轴表示时间间隔；第一行是开关Q1、开关Q3与开关Q5的栅极驱动信号A；第二行是代表开关Q8的栅极驱动信号
Figure 575737DEST_PATH_IMAGE001
；第三行是开关Q2、开关Q4和开关Q6的栅极驱动信号B；第四行是开关Q7的栅极驱动信号
Figure 826589DEST_PATH_IMAGE002
；第五行是开关Q21与开关Q23的栅极驱动信号F；第六行是开关Q24与开关Q26的栅极驱动信号G；第七行是开关Q22的栅极驱动信号
Figure 401927DEST_PATH_IMAGE003
；第八行是开关Q25的栅极驱动信号
Figure 472651DEST_PATH_IMAGE004
；第九行是节点SWA上的电压；第十行是节点SWB上的电压；第十一行流经电感L21的电流I21；第十二行是流经电感L22的电流I22；第十三行是流经电感L21的电流I21与流经电感L22的电流I22之和；第十四行是流经飞跨电容C22的电流I23；第十五行是流经飞跨电容C21的电容I24；第十六行是流入第二负载202的电流IL4。在该实施例中，Io为从开关Q24与开关Q25之间的连接端流入第二负载202的电流。
具体地，开关Q1、开关Q3和开关Q5的栅极驱动信号A与开关Q2、开关Q4和开关Q6的栅极驱动信号B之间存在180度相移。开关Q8的栅极驱动信号
Figure 667003DEST_PATH_IMAGE001
与开关Q1、开关Q3和开关Q5的栅极驱动信号A是两个互补信号。同样，开关Q7的栅极驱动信号
Figure 772363DEST_PATH_IMAGE002
和开关Q2、开关Q4和开关Q6的栅极驱动信号B是两个互补信号。节点SWA上的电压为多个第一电压脉冲。节点SWB上的电压为多个第二电压脉冲。在一个开关周期Ts中，第一电压脉冲和第二电压脉冲之间存在180度的相移。
在该实施例中，栅极驱动信号F、栅极驱动信号G、栅极驱动信号
Figure 518602DEST_PATH_IMAGE003
和栅极驱动信号
Figure 76622DEST_PATH_IMAGE004
的频率被配置为以等于第一电压转换输入支路10中开关的开关频率的两倍。栅极驱动信号F和栅极驱动信号G之间存在半个第二电压转换输出支路32开关周期T2的相移。第二电压转换输出支路32的占空比（这里定义为开关Q22的栅极驱动信号
Figure 933720DEST_PATH_IMAGE003
的占空比）为D2。第二电压转换输出支路32提供1/(1+D2)的电压转换比。如上所述，1.5V输出电压是通过直接对第一电感支路20的输出进行滤波来实现的。当占空比D2大约等于0.25时，第二电压转换输出支路32输出的电压为1.2V。第二电压转换输出支路32的开关周期T2为第一开关周期Ts的二分之一。
如图6所示，流经电感L21的电流I21的上升区间与节点SWA上的电压脉冲同相。流经电感L22的电流I22的上升区间与节点SWB上的电压脉冲同相。由于耦合电感的性质，可以在流经电感L21的电流I21上观察到第二个上升区间，该上升区间与节点SWB上的电压脉冲同相。类似地，在流经电感L22的电流I22上可以观察到二个上升区间，该上升区间与节点SWA上的电压脉冲同相。流经电感L21的电流I21与流经电感L22的电流I22之和的变化周期等于一个开关周期Ts的二分之一。
第二电压转换输出支路32中的飞跨电容C22的充电电流跟随流经电感L21的电流I23，且飞跨电容C21的充电电流跟随流经电感L22的电流I22。当飞跨电容C22与飞跨电容C21放电到第二电压转换输出支路32的输出端时，由于充电电流不均匀，它们也会出现不均匀的电流尖峰。然而，在耦合电感的帮助下，飞跨电容充电电流的变化幅度减小了。结果，输出电流和电压纹波均能够得到改善。
请一并参照图4与图7，图7中示出了图4所示的第一电压转换输入支路10、第三电感支路24及第三电压转换输出支路34中的各信号的示意图，共十二行。
如图7所示，横轴表示时间间隔；第一行是开关Q1、开关Q3与开关Q5的栅极驱动信号A；第二行是代表开关Q8的栅极驱动信号
Figure 279206DEST_PATH_IMAGE001
；第三行是开关Q2、开关Q4和开关Q6的栅极驱动信号B；第四行是开关Q7的栅极驱动信号
Figure 196346DEST_PATH_IMAGE002
；第五行是开关Q31的栅极驱动信号E；第六行是开关Q32的栅极驱动信号
Figure 507242DEST_PATH_IMAGE005
；第七行是节点SWA上的电压；第八行是节点SWB上的电压；第九行是电感L31与电感L32公共节点上的电压；第十行是流经电感L32的电流I32；第十一行是流经电感L31的电流I31；第十二行是流经电感L31的电流I31与流经电感L32的电流I32之和。在该实施例中，Io为从开关Q31与电容C31之间的连接端流入第三负载204的电流，Vout3为开关Q31与电容C31之间的连接端上的电压。
具体地，开关Q1、开关Q3和开关Q5的栅极驱动信号A与开关Q2、开关Q4和开关Q6的栅极驱动信号B之间存在180度相移。开关Q8的栅极驱动信号
Figure 168030DEST_PATH_IMAGE001
与开关Q1、开关Q3和开关Q5的栅极驱动信号A是两个互补信号。同样，开关Q7的栅极驱动信号
Figure 716823DEST_PATH_IMAGE002
和开关Q2、开关Q4和开关Q6的栅极驱动信号B是两个互补信号。节点SWA上的电压为多个第一电压脉冲。节点SWB上的电压为多个第二电压脉冲。在一个开关周期Ts中，第一电压脉冲和第二电压脉冲之间存在180度的相移。
开关Q31的栅极驱动信号E和开关Q32的栅极驱动信号
Figure 945810DEST_PATH_IMAGE005
的频率被配置为等于第一电压转换输入支路10中开关的开关频率的三倍。栅极驱动信号E的占空比为D3。第三电压转换输出支路34提供1/D3的电压转换比。如上所述，1.5V输出电压是通过直接对第一电感支路20的输出进行滤波来实现的。则对于第三预设电压为1.8V输出电压而言，占空比D3为5/8。第三电压转换输出支路34的开关周期T3为第一开关周期Ts的三分之一。
在该实施例中，流经电感L31的电流I31的上升区间与节点SWA上的电压脉冲同相。流经电感L32的电流I32的上升区间与节点SWB上的电压脉冲同相。虽然流经两个电感（电感L31和电感L32）的平均电流相同，但流经绕组电感L31和电感L32的电流波形不再相同，因为第三电压转换输出支路34中开关的开关频率等于第一电压转换输入支路10中开关的开关频率乘以一个大于一的奇数。这与电压转换输出支路中开关的开关频率等于第一电压转换输入支路10中开关的开关频率乘以偶数的情况(如第二电压转换输出支路32中开关的开关频率等于第一电压转换输入支路10中开关的开关频率乘以二)不同。
请一并参照图4与图8，图8中示出了图4所示的第一电压转换输入支路10、第四电感支路26及第四电压转换输出支路36中的各信号的示意图，共十六行。
如图8所示，横轴表示时间间隔；第一行是开关Q1、开关Q3与开关Q5的栅极驱动信号A；第二行是代表开关Q8的栅极驱动信号
Figure 478423DEST_PATH_IMAGE001
；第三行是开关Q2、开关Q4和开关Q6的栅极驱动信号B；第四行是开关Q7的栅极驱动信号
Figure 942902DEST_PATH_IMAGE002
；第五行是开关Q41与开关Q43的栅极驱动信号C，以及开关Q45的栅极驱动信号
Figure 611781DEST_PATH_IMAGE006
；第六行是开关Q42的栅极驱动信号
Figure 11669DEST_PATH_IMAGE007
，以及开关Q44、开关Q46的栅极驱动信号W；第七行是节点SWA上的电压；第八行是节点SWB上的电压；第九行是流经电感L42的电流I42；第十行是流经电感L41的电流I41；第十一行是流经飞跨电容C41的电流I44；第十二行是流经飞跨电容C42的电流I43。在该实施例中，Io为从开关Q44与开关Q45之间的连接端流入第四负载206的电流。
具体地，开关Q1、开关Q3和开关Q5的栅极驱动信号A与开关Q2、开关Q4和开关Q6的栅极驱动信号B之间存在180度相移。开关Q8的栅极驱动信号
Figure 765999DEST_PATH_IMAGE001
与开关Q1、开关Q3和开关Q5的栅极驱动信号A是两个互补信号。同样，开关Q7的栅极驱动信号
Figure 768590DEST_PATH_IMAGE002
与开关Q2、开关Q4和开关Q6的栅极驱动信号B是两个互补信号。节点SWA上的电压为多个第一电压脉冲。节点SWB上的电压为多个第二电压脉冲。在一个开关周期Ts中，第一电压脉冲和第二电压脉冲之间存在180度的相移。
开关Q41、开关Q43和开关Q45的栅极驱动信号(C和
Figure 557554DEST_PATH_IMAGE007
)以及开关Q42、开关Q44和开关Q46的栅极驱动信号(W和
Figure 252978DEST_PATH_IMAGE006
)的频率被配置为以等于第一电压转换输入支路10中开关的开关频率的四倍。并且，第四电压转换输出支路36的占空比（即开关Q41的栅极驱动信号C的占空比）为D4，开关周期T4为第一开关周期Ts的四分之一。
在该实施例中，流经电感L41的电流I41的上升区间与节点SWA上的电压脉冲同相。流经电感L42的电流I42的上升区间与节点SWB上的电压脉冲同相。由于第四电压转换输出支路36中开关的开关频率等于第一电压转换输入支路10中开关的开关频率的偶数倍，则流经电感L41的电流I41的波形与流经电感L42的电流I42的波形相同，且具有180度相移。
流经飞跨电容C41的电流I44在飞跨电容C41充电时跟随流经电感L42的电流I42。类似地，流经飞跨电容C42的电流I43在飞跨电容C42充电时跟随流经电感L41的电流I41。如图5所示，流经电感L42的电流I42与流经电感L41的电流I41以Ts为周期上升和下降。由于第四电压转换输出支路36中开关的开关频率比第一电压转换输入支路10中开关的开关频率更高，飞跨电容C41与飞跨电容C42并不总是由相同的电流充电。结果，飞跨电容C41与飞跨电容C42两端的电压在第四电压转换输出支路36中开关的开关周期之间波动。这导致飞跨电容C41与飞跨电容C42与输出电容并联时的放电电流不同，最终造成第四电压转换输出支路36的输出电压上产生纹波。该纹波可以通过根据第一电压转换输入支路10中开关的一个开关周期内的电流分布调整第四电压转换输出支路36中的开关的导通时间来减小，使得飞跨电容C41与飞跨电容C42在每个充电周期期间充电到相同的电压值。
第四电压转换输出支路36提供1/(2-D4)的电压转换比。当占空比D4等于0.5时，电压转换比（第四电压转换输出支路36的输入电压与输出电压之比）为1:1.5。如上所述，1.5V输出电压是通过直接对第一电感支路20的输出进行滤波来实现的，那么通过第四电压转换输出支路36电压转换之后，第四电压转换输出支路36的输出电压约为1V。
从图4-图8可以看出，可以用同一个第一电压转换输入支路10，将输入直流电压转换成较低电压的周期性电压脉冲，并分别错相输出到第一个多电平电压轨V1和第二个多电平电压轨V2上。然后，再分别通过多个电感支路连接到多个不同结构的电压转换输出支路，各个电压转换输出支路可以以不同的频率和占空比，对两个电压轨上的周期性电压脉冲进行转换，以输出不同的直流电压，同时为多个负载供电。在电压轨上的电压脉冲不变的前提下，每个电压转换输出电路可以对其各自的输出电压进行独立地调整，以满足不同负载的电压需求。这样的电路架构在降低电感上损耗的同时，也具备很好的可扩展特性，即可以通过在电压轨上连接更多的电感支路和电压转换输出支路的方法，为更多的有不同供电需求的负载供电。尤其适用于多种异构芯粒所组成的芯片系统中，本申请中的电路架构可以以最小的供电电路面积/体积实现对芯片系统中各个芯粒的供电。
同时，将电感从功率变换系统的输出级前移到中间级，在芯片供电的应用上，可以避免将电感集成到芯片内部（即用硅工艺实现电感），而是将电感留在芯片以外，集成到芯片的封装结构中，这样可以显著提高功率转换电路的效率，并降低成本。
请参照图9，图9为本申请另一实施例提供的功率转换电路的电路结构示意图。如图9所示，第一电压转换输入支路10的电路结构与图4所示的第一电压转换输入支路10的电路结构相同，不同之处在于第一电压转换输入支路10中各开关的控制方式。并且，在该实施例中，仅示出了第一电感支路20、第一电压转换输出支路30、第二电感支路22与第二电压转换输出支路32作为示例。其中，第二电感支路22与第二电压转换输出支路32的结构与图4所示的第二电感支路22及第二电压转换输出支路32相同。并且，该实施例中的第一电感支路20与第二电感支路22的电路结构相同，第一电压转换输出支路30与第二电压转换输出支路32的电路结构相同。
请一并参照图9与图10，图10为本申请实施例提供的图9所示的功率转换电路中各信号的示意图，共十二行。
如图10所示，横轴表示时间间隔；第一行是开关Q1栅极驱动信号a；第二行是代表开关Q2的栅极驱动信号b；第三行是开关Q3的栅极驱动信号c；第四行是开关Q4的栅极驱动信号d；第五行是开关Q5栅极驱动信号e；第六行是代表开关Q6的栅极驱动信号f；第七行是开关Q8的栅极驱动信号
Figure 229024DEST_PATH_IMAGE008
；第八行是开关Q7的栅极驱动信号
Figure 910672DEST_PATH_IMAGE009
，其中，其中，a和
Figure 819722DEST_PATH_IMAGE010
是两个互补信号，b和
Figure 420468DEST_PATH_IMAGE011
是两个互补信号，c和
Figure 414969DEST_PATH_IMAGE012
是两个互补信号，d和
Figure 493783DEST_PATH_IMAGE013
是两个互补信号，e和
Figure 631241DEST_PATH_IMAGE014
是两个互补信号，f和
Figure 402888DEST_PATH_IMAGE015
是两个互补信号,
Figure 884685DEST_PATH_IMAGE010
、
Figure 32770DEST_PATH_IMAGE012
、
Figure 526199DEST_PATH_IMAGE014
这三个信号进行逻辑与运算即为
Figure 468747DEST_PATH_IMAGE016
，
Figure 172261DEST_PATH_IMAGE011
、
Figure 858457DEST_PATH_IMAGE013
、
Figure 596606DEST_PATH_IMAGE015
这三个信号进行逻辑与运算即为
Figure 585422DEST_PATH_IMAGE017
；第九行是开关Q21和开关Q23的栅极驱动信号X；开关Q22的驱动信号为与X互补的信号
Figure 510653DEST_PATH_IMAGE018
；第十行是开关Q24、开关Q26的栅极驱动信号Y；开关Q25的栅极驱动信号为与Y的互补的信号
Figure 540DEST_PATH_IMAGE019
，其中，信号X和信号Y错相180度；第十一行是开关Q11和开关Q13的栅极驱动信号Q；开关Q12的栅极驱动信号为与信号Q互补的信号
Figure 858774DEST_PATH_IMAGE020
；第十二行是开关Q12的栅极驱动信号Z；开关Q15的栅极驱动信号为与信号Z互补的信号
Figure 143125DEST_PATH_IMAGE021
，其中，信号Q和信号Z错相180度。
在该实施例中，栅极驱动信号a、栅极驱动信号b、栅极驱动信号c、栅极驱动信号d、栅极驱动信号e和栅极驱动信号f具有相同的导通时间。栅极驱动信号a、栅极驱动信号b、栅极驱动信号c、栅极驱动信号d、栅极驱动信号e和栅极驱动信号f中的两个相邻栅极驱动信号相移为60度。这些栅极驱动信号按顺序排列。且开关信号的顺序导通特性允许第一电压转换输入支路10的所有飞跨电容依次与第一电感支路20或第二电感支路22串联充电，以实现软充电特征。同时，还能够避免了将不同的电容路径并联，以防止发生不必要的电荷转移损耗。以上的两个特性以及因每周期开关次数的减少而降低的开关损耗都可以提高效率。这种控制方案适用于第一电压转换输入支路10的电流输出相对较低或多个第一电压转换输入支路10并联配置以向N个多电平电压轨提供电流的情况。
从第一电压转换输出支路30的栅极驱动信号Q与栅极驱动信号Z，以及第二电压转换输出支路32的栅极驱动信号X与栅极驱动信号Y可以看出，第一电压转换输出支路30与第二电压转换输出支路32中开关的开关频率均高于第一电压转换输入支路10的开关频率。第一电压转换输出支路30与第二电压转换输出支路32中开关的开关频率较高，有助于改善第一电压转换输出支路30与第二电压转换输出支路32中两相之间的电流和电压平衡。
需要注意的是，栅极驱动信号X、栅极驱动信号Y、栅极驱动信号Q和栅极驱动信号Z不需要与第一电压转换输入支路10同步，即栅极驱动信号X、栅极驱动信号Y、栅极驱动信号Q和栅极驱动信号Z不需要与第一电压转换输入支路10中各开关的栅极驱动信号同步。栅极驱动信号X、栅极驱动信号Y、栅极驱动信号Q和栅极驱动信号Z可以具有不同的占空比以用于实现电压调节。
请参照图11，图11中示出了本申请又一实施例提供的功率转换电路100的电路结构示意图，且仅示出了第一电压转换输入支路10、第一电感支路20、第一电压转换输出支路30、第二电感支路22与第二电压转换输出支路32作为示例。
如图11所示，第一电压转换输入支路10是一个串联电容转换器。第一电压转换输入支路10被配置为驱动四个交错的第一个多电平电压轨V1-第四个多电平电压轨V4。特别地，第一电压转换输入支路10被配置为将直流电源VIN的电压Vin进行“斩波”操作，即将其分成四个持续时间相等且电压相等的切片。这四个相等持续时间的电压切片用于依次错相90度驱动四个多电平电压轨，每一个多电平电压轨的电压脉冲均具有Vin/4 的峰值幅度。
第一电感支路20与第二电感支路22均包括具有四个输入端的耦合电感器，其分别连接到第一个多电平电压轨V1、第二个多电平电压轨V2、第三个多电平电压轨V3与第四个多电平电压轨V4。第一电压转换输出支路30连接到第一电感支路20的四个输入端。同时，开关Q11与开关Q12之间的连接端用于与第一负载200连接。第二电压转换输出支路32的输入端连接到第二电感支路22的四个输出端。同时，开关Q21与开关Q22之间的连接端用于与第二负载202连接。其中，与图10所示的电路结构其中一个区别在于，图10中所示的第一电压转换输出支路30与第二电压转换输出支路32均被配置为双相的开关电容电压转换电路。而图11所示的第一电压转换输出支路30为单相转换器，第二电压转换输出支路32为双相的开关电容电压转换电路。可见，第一电压转换输出支路30与第二电压转换输出支路32可以相同，也可以不同。亦即，各电压转换输出支路可以相同，也可以不同。
需要注意的是，根据不同的设计需要，图11所示的第一电感支路20与第二电感支路22中的耦合电感可以用四个独立的电感代替。
请参照图12，图12中示出了本申请又一实施例提供的功率转换电路100的电路结构示意图，且仅示出了第一电压转换输入支路10、第一电感支路20、第一电压转换输出支路30、第二电感支路22与第二电压转换输出支路32作为示例。
其中，图12所示的功率转换电路100与图11所示的功率转换电路100相似，第一个区别点在于，第一电压转换输入支路10被实现为连接在直流电源VIN和地之间的两个半桥转换器。两个半桥转换器的两个输出端分别连接到第一个多电平电压轨V1和第二个多电平电压轨V2。两个半桥转换器被配置为反相操作以生成第一个多电平电压轨V1和第二个多电平电压轨V2的电压脉冲信号。
第二个区别点在于，第一电压转换输出支路30被配置为升压转换器。第一电压转换输出支路30的输入端连接到第一电感支路20的两个输出端，开关Q11与电容C11之间的连接端用于与第一负载200连接。并且，第二电压转换输出支路32被配置为双相升压转换器。第二电压转换输出支路32的两个相臂的输入端分别连接到第二电感支路22的输出端。开关Q27与电容C23之间的连接端用于与第二负载202连接。
同样地，根据不同的设计需要，图12所示的耦合电感可以用两个独立的电感代替。
请一并参照图3与图13，其中，图13为本申请另一实施例提供的功率转换电路的结构示意图。如图13所示，第一电压转换输入支路包括K个电压转换输入子支路，其中，K为≥2的整数。
其中，K个电压转换输入子支路中任一电压转换输入子支路的输入端均与直流电源连接。第一个电压转换输入子支路11的输入端与直流电源VIN连接，第二个电压转换输入子支路12的输入端与直流电源VIN连接…第K个电压转换输入子支路1K的输入端与直流电源VIN连接。
K个电压转换输入子支路中的任一电压转换输入子支路均与N个多电平电压轨连接。即第一个电压转换输入子支路11的N个输出端与N个多电平电压轨一一对应连接，第二个电压转换输入子支路12的N个输出端与N个多电平电压轨一一对应连接…第K个电压转换输入子支路1K的N个输出端与N个多电平电压轨一一对应连接。
请一并参照图13与图14，图14中示例性示出了与图13所示的结构对应的电路结构，并且以N=K=2为例。
在该实施例中，第一个电压转换输入子支路11与第二个电压转换输入子支路12均配置为双相交叉耦合的开关电容电压转换电路，以驱动第一个多电平电压轨V1和第二个多电平电压轨V2。其中，该开关电容电压转换电路的转换比为3：D8，其中D8为第一电压转换输入子支路11的开关占空比。第一个多电平电压轨V1和第二个多电平电压轨V2的电压脉冲的峰值电压等于直流电源VIN的电压Vin的1/3。第一电压转换输出支路30、第二电压转换输出支路32、第三电压转换输出支路34与第四电压转换输出支路36这四个电压转换输出支路均被实现为两相交错电流源开关电容电流倍增器（即梯型开关电容降压电路）。每个电压转换输出支路通过两个独立的电感分别连接到第一个多电平电压轨V1和第二个多电平电压轨V2。每个电压转换输出支路被配置为产生一个输出电压。其中，第一电压转换输出支路30产生输出电压VOUT1；第二电压转换输出支路32产生输出电压VOUT2；第三电压转换输出支路34产生输出电压VOUT3；第四电压转换输出支路36产生输出电压VOUT4。在一些实施例中，为了确保电流共享，所有电压转换输入子支路(包括第一个电压转换输入子支路11与第二个电压转换输入子支路12)应与所有多电平电压轨连接，并且所有电压转换输出支路(包括第一电压转换输出支路30、第二电压转换输出支路32、第三电压转换输出支路34与第四电压转换输出支路36)应通过各自对应的电感支路与所有多电平电压轨连接。在一些实施例中，所有电压转换输出支路可以被配置为产生相同的输出电压并通过单个输出点向共同的负载提供电源。同时，也可以将多个电压转换输出支路配置为以交错方式操作以降低总输出电压纹波。
请一并参照图3与图15，其中，图15为本申请另一实施例提供的功率转换电路的结构示意图。如图15所示，第一电压转换输入支路包括N个电压转换输入子支路。
其中，N个电压转换输入子支路中任一电压转换输入子支路的输入端均与直流电源连接。第一个电压转换输入子支路11的输入端与直流电源VIN连接，第二个电压转换输入子支路12的输入端与直流电源VIN连接…第N个电压转换输入子支路1N的输入端与直流电源VIN连接。
N个电压转换输入子支路的输出端与N个多电平电压轨一一对应连接。即第一个电压转换输入子支路11的输出端与第一个多电平电压轨V1连接，第二个电压转换输入子支路12的输出端与第二个多电平电压轨V2连接…第N个电压转换输入子支路1N的输出端与第N个多电平电压轨VN连接。
请一并参照图15与图16，图16中示例性示出了与图15所示的结构对应的电路结构。其中，以N=4为例。以及以三个电感支路与三个电压转换输出支路为例。
在该实施例中，第一个电压转换输入子支路11、第二个电压转换输入子支路12、第三个电压转换输入子支路13与第四个电压转换输入子支路14被配置为开关电容电压转换电路。并且，每个电压转换输入子支路被配置为以90度相移运行，以驱动相应的多电平电压轨。例如，第一电压转换输入支路11被配置为以90度相移运行，以驱动对应的第一个多电平电压轨V1。每个多电平电压轨的电压脉冲的峰值为直流电源VIN的电压Vin的1/6。每个电压转换输出支路(包括第一电压转换输出支路30、第二电压转换输出支路32与第三电压转换输出支路34)通过耦合电感(当然，在其他的实施例中，也可以为分立的电感)连接到各多电平电压轨。每个电压转换输出支路被配置为产生一个输出电压。其中，第一电压转换输出支路30产生输出电压VOUT5；第二电压转换输出支路32产生输出电压VOUT5；第三电压转换输出支路34产生输出电压VOUT7。
需要说明的是，图13-图16仅示例性示出了各电压转换输入子支路与各电压轨的两个连接方式。而在其他的实施例中，也可以采用其他的连接方式，本申请实施例对此不作具体限制。
例如，在一实施例中，第一电压转换输入支路10包括M个电压转换输入子支路，其中，M为≥2的整数，且M＜N。
M个电压转换输入子支路中任一电压转换输入子支路的输入端均与直流电源连接。M个电压转换输入子支路中的任一电压转换输入子支路的输出端与N个多电平电压轨中的至少一个连接。
其中，在一些实施方式中，当M=2，N=4，且M个电压转换输入子支路中的任一电压转换输入子支路的输出端与四个多电平电压轨中的两个连接。则该功率转换电路100的电路结构可如图17所示。
如图17所示，第一电压转换输入支路10包括第一电压转换输入子支路11与第二电压转换输入子支路12。
其中，第一电压转换输入子支路11与第二电压转换输入子支路12的输入端均与直流电源VIN连接。第一电压转换输入子支路11的输出端与第一个多电平电压轨V1与第二个多电平电压轨V2连接。第二电压转换子支路12的输出端与第三个多电平电压轨V3与第四个多电平电压轨V4。
请一并参照图17与图18，图18示出了与图17所示的结构对应的电路结构示意图。
如图18所示，第一个电压转换输入子支路11与第二个电压转换输入子支路12均被配置为双相交叉耦合的开关电容电压转换电路，以驱动四个多电平电压轨。其中，第一个电压转换输入子支路11用于驱动第一个多电平电压轨V1与第二个多电平电压轨V2；第二个电压转换输入子支路12用于驱动第三个多电平电压轨V3与第四个多电平电压轨V4。具体地，第一个电压转换输入子支路11与第二个电压转换输入子支路12均被配置为将直流电源VIN的电压Vin进行“斩波”操作，即将其分成四个持续时间相等且电压相等的切片。这四个相等持续时间的电压切片用于错相驱动四个多电平电压轨。各多电平电压轨的电压脉冲的峰值均为直流电源VIN的电压Vin的1/3。
每个电压转换输出支路(包括第一电压转换输出支路30、第二电压转换输出支路32与第三电压转换输出支路34)通过耦合或分立电感(在该实施例中，以耦合电感为例)连接到所有四个交错的多电平电压轨。每个电压转换输出支路被配置为产生一个输出电压。其中，第一电压转换输出支路30产生输出电压VOUT8；第二电压转换输出支路32产生输出电压VOUT9；第三电压转换输出支路34产生输出电压VOUT10。
第一电压转换输出支路30被实现为双相开关电容转换器。双相开关电容转换器的每个相臂的输入端连接到第一电感支路20的四个输出端中的两个输出端。
第二电压转换输出支路32被实现为单相开关电容转换器。单相开关电容转换器在单个节点处连接到第二电感支路22的所有四个输出端。
第三电压转换输出支路34被实现为四相开关电容转换器。四相开关电容转换器的每个相臂的输入端都连接到第三电感支路24的四个输出端中对应的输出端。
总而言之，若电压转换输出支路(如第一电压转换输出支路30、第二电压转换输出支路32与第三电压转换输出支路34)包括一个输入端，则该输入端与对应的电感支路中N个电感的第二端均连接。亦即，N个电感的第二端短接后与对应的电压转换输出支路的一个输入端连接。例如，如图18所述的第二电感支路22中的四个电感的第二端短接后与第二电压转换输出支路32的一个输入端连接。
若电压转换输出支路(如第一电压转换输出支路30、第二电压转换输出支路32与第三电压转换输出支路34)包括N个输入端，则N个电感的第二端与对应的电压转换输出支路的N个输入端一一对应连接。例如，如图18所述的第三电感支路24中的四个电感的第二端与第三电压转换输出支路34的四个输入端一一对应连接。
若电压转换输出支路(如第一电压转换输出支路30、第二电压转换输出支路32与第三电压转换输出支路34)包括L个输入端，其中，L为整数，且1＜L＜N，则该电压转换输出支路的L个输入端中的每一个都与N个电感的N个第二端中至少一个连接。例如，图18所示的第一电压转换输出支路30的两个输入端(L=2)中的每一个与四个电感(N=4)的第四第二端中的两个连接。
请参照图19，图19还示例性示出了本申请又一实施例提供的功率转换电路100的电路结构示意图。
如图19所述，第一电压转换输出支路30被实现为单相梯型开关电容转换器。单相梯型开关电容转换器在单个节点处连接到第一电感支路20的两个输出端。其中，第一电压转换输出支路30中各开关管的栅极分别被h和
Figure 696597DEST_PATH_IMAGE022
两个互补信号驱动。若控制信号h的占空比为D5，则第一电压转换输出支路30的电压降压比例为1：(3-D5)，该降压比例也为第一电压转换输出支路30的输出电压VOUT11与第一个多电平电压轨V1或第二个多电平电压轨V2上的平均电压的比值。
第二电压转换输出支路32被实现为单相Dickson开关电容转换器。单相Dickson开关电容转换器在单个节点处连接到第二电感支路22的两个输出端。其中，第二电压转换输出支路32中各开关管的栅极分别被i和
Figure 724596DEST_PATH_IMAGE023
两个互补信号驱动。若控制信号i的占空比为D6，则第二电压转换输出支路32的电压降压比例为1：(3-D6)，该降压比例也为第二电压转换输出支路32的输出电压VOUT12与第一个多电平电压轨V1或第二个多电平电压轨V2上的平均电压的比值。
第三电压转换输出支路34被实现为双相梯型开关电容转换器。双相梯型开关电容转换器的每个相臂的输入端都对应连接到第三电感支路24的两个输出端。其中，第三电压转换输出支路34中各开关管的栅极分别被j和
Figure 171758DEST_PATH_IMAGE024
、k和
Figure 892589DEST_PATH_IMAGE025
这两对互补的信号驱动。若控制信号j和k错相180度且其占空比均为D7，则第三电压转换输出支路34的电压降压比例为1：(3-D7)，该降压比例也为第三电压转换输出支路34的输出电压VOUT13与第一个多电平电压轨V1或第二个多电平电压轨V2上的平均电压的比值。
可以看到图19中的功率转换电路100是在图14中的功率转换电路100基础上进一步将各电感支路向直流电源移动的结果。其中，第一电压转换输入支路10的降压比（直流电源VIN的电压Vin与电压轨上峰值电压的比例）由图14中电路的3：1降到图19中电路的2：1。而各电压转换输出支路的降压比则由图12中电路的1：(2-D)提高到图19中电路的1：(3-D)，其中D为各电压转换输出支路的占空比。在该实施例中，将各电感支路前移可以进一步降低各电感支路上的RMS电流，有利于减小电感的尺寸和电感上的功率损耗。
请参照图20，图20为本申请又一实施例提供的功率转换电路的结构示意图。
如图20所示，该功率转换电路100包括第一电压转换输入支路10、第一个多电平电压轨V1、第一电感支路20与第一电压转换输出支路30。其中，第一电压转换输入支路10的输入端与直流电源VIN连接。第一电压转换输入支路10的输出端分别与第一个多电平电压轨V1及第一电感支路20的输入端连接。第一电感支路20的输出端与第一电压转换输出支路30的输入端连接。第一电压转换输出支路30的输出端与第一负载200连接。
具体地，第一电压转换输入支路10用于对直流电源VIN的电压进行转换，以为第一个多电平电压轨V1提供周期性的电压脉冲信号，且电压脉冲信号的峰值电压为第一峰值电压。第一电压转换输出支路30用于将第一电感支路20输出的电压进行转换，以为第一负载200提供第一供电电压。其中，第一电压转换输入支路10与第一电压转换输出支路30均为开关电容电压转换电路的结构。
图20所示的功率转换电路100与图1所示的功率转换电路100相似，则图20所示的功率转换电路100的具体实现过程可参照对图1所示的功率转换电路100的详细描述，这里不再赘述。其中，图20所示的功率转换电路100与图1所示的功率转换电路100的主要区别在于第一电压转换输入支路10所连接的多电平电压轨由N个的多电平电压轨变成了单个多电平电压轨，但同样能够实现将磁性元件(即第一电感支路20)移至更高的电压水平和更低的额定电流，以降低在功率转换过程中的功率损耗。
请参照图21，图21中示出了与图20所示的结构对应的电路结构示意图。如图21所示，第一电压转换输入支路10被配置为梯型开关电容降压结构。第一电压转换输入支路10的输出端连接到单个多电平电压轨(即第一个多电平电压轨V1)。
第一电感支路20包括第一电感L11。第一电感L11分别连接第一个多电平电压轨V1和第一电压转换输出支路30。第一电压转换输出支路30被配置为单相开关电容转换器。其中，第一个多电平电压轨V1上的多电平电压脉冲的峰值电压为直流电源VIN的电压Vin的1/2。在第一电压转换输入支路10的占空比为Di时(Di代表第一电压转换输入支路10与直流电源VIN连接的时间比例)，第一个多电平电压轨V1上的平均电压为Vin*Di/2。同时，当第一电压转换输出支路30的占空比为Do时（Do代表第一电压转换输出支路30输出电压VOUT14的输出端与第一电感支路20连接的时间比例)，其电压转换比例为1/(2-Do)。结合在一起，第一电压转换输出支路30的输出电压VOUT14为Vin*Di/(2*(2-Do))。
在一实施例中，如图22所示，该功率转换电路100还包括第二电感支路22与第二电压转换输出支路32。
其中，第二电感支路22的输入端与第一个多电平电压轨V1连接。第二电感支路22的输出端与第二电压转换输出支路21的输入端连接。第二电压转换输出支路的输出端与第二负载202连接。
具体地，第二电压转换输出支路32用于将第二电感支路22输出的电压进行转换，以为第二负载202提供第二供电电压。
图23中示出了与图22所示的结构对应的电路结构示意图。如图23所示，第一电压转换输入支路10被配置为三电平开关电容降压结构。第一电压转换输入支路10的输出端连接到单个多电平电压轨(即第一个多电平电压轨V1)。
第二电感支路22包括第二电感L12。第二电感L12分别连接第一个多电平电压轨V1和第二电压转换输出支路32。
第一电压转换输出支路30与第二电压转换输出支路32均被配置为单相开关电容转换器。每个电压转换输出支路被配置为产生一个输出电压。其中，第一电压转换输出支路30产生输出电压VOUT14；第二电压转换输出支路32产生输出电压VOUT15。根据图23可知，可以通过第一电压转换输入支路10产生单个多电平电压轨，并用电感支路分别连接电压转换输出支路与该多电平电压轨，以通过多个电压转换输出支路输出多个独立可调的稳压电压。
需要说明的是，在本申请任一实施例所讨论的功率转换电路100中，各电压转换输出支路中开关的开关频率大于或等于各电压转换输入支路中开关的开关频率。例如，图1所述的第一电压转换输出支路30中开关的开关频率大于或等于第一电压转换输入支路10中开关的开关频率。
并且，在一些实施例中，还可以进一步将电压转换输出支路中开关的开关频率配置为电压转换输入支路中开关的开关频率的正整数倍，以降低功率转换电路100的输出纹波。例如，图1所述的第一电压转换输出支路30中开关的开关频率被配置为第一电压转换输入支路10中开关的开关频率的正整数倍。
本申请实施例还提供一种电子设备。该电子设备包括本申请任一实施例中的功率转换电路。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；在本申请的思路下，以上实施例或者不同实施例中的技术特征之间也可以进行组合，步骤可以以任意顺序实现，并存在如上所述的本申请的不同方面的许多其它变化，为了简明，它们没有在细节中提供；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的范围。

Claims (17)

1.一种功率转换电路，其特征在于，包括：
第一电压转换输入支路、N个两电平电压轨、第一电感支路与第一电压转换输出支路，其中，N为≥2的整数；
所述第一电压转换输入支路分别与直流电源及所述N个两电平电压轨连接，所述第一电感支路的N个输入端分别与所述N个两电平电压轨连接，所述第一电压转换输出支路分别与所述第一电感支路的输出端及第一负载连接；
所述第一电压转换输入支路用于对所述直流电源的电压进行转换，以为所述N个两电平电压轨分别提供依次错相第一角度的周期性电压脉冲信号，且所述电压脉冲信号的峰值电压为第一峰值电压，所述第一角度为360°/N，其中，所述直流电源的电压为所述第一峰值电压的正整数倍，且所述直流电源的电压与所述第一峰值电压的比值大于2；
所述第一电压转换输出支路用于将所述第一电感支路输出的电压进行转换，以为所述第一负载提供第一供电电压，其中，将所述第一电感支路输出的电压进行转换包括将所述第一电感支路输出的电压进行降压或升压，所述第一供电电压为直流电压。
2.一种功率转换电路，其特征在于，包括：
第一电压转换输入支路、N个两电平电压轨、第一电感支路与第一电压转换输出支路，其中，N为≥2的整数；
所述第一电压转换输入支路分别与直流电源及所述N个两电平电压轨连接，所述第一电感支路的N个输入端分别与所述N个两电平电压轨连接，所述第一电压转换输出支路分别与所述第一电感支路的输出端及第一负载连接；
所述第一电压转换输入支路用于对所述直流电源的电压进行转换，以为所述N个两电平电压轨分别提供依次错相第一角度的周期性电压脉冲信号，且所述电压脉冲信号的峰值电压为第一峰值电压，所述第一角度为360°/N；
所述第一电压转换输出支路用于将所述第一电感支路输出的电压进行转换，以为所述第一负载提供第一供电电压，其中，将所述第一电感支路输出的电压进行转换包括将所述第一电感支路输出的电压进行降压或升压，所述第一供电电压为直流电压；
所述功率转换电路还包括第二电感支路与第二电压转换输出支路；
所述第二电感支路的N个输入端与所述N个两电平电压轨一一对应连接，所述第二电感支路的输出端与所述第二电压转换输出支路的输入端连接，所述第二电压转换输出支路的输出端与第二负载连接；
所述第二电压转换输出支路用于将所述第二电感支路输出的电压进行转换，以为所述第二负载提供第二供电电压。
3.根据权利要求1或2所述的功率转换电路，其特征在于，配置所述第一电压转换输入支路为开关电容电压转换电路：
其中，在所述第一电压转换输入支路的一个开关周期内的第一部分时长，所述直流电源通过所述第一电压转换输入支路中的第一部分开关为所述第一电压转换输入支路中的至少一个飞跨电容充电；
在所述第一电压转换输入支路的一个开关周期内的第二部分时长，所述第一电压转换输入支路中的至少一个飞跨电容通过所述第一电压转换输入支路中的第二部分开关向所述N个两电平电压轨中的至少一个放电。
4.根据权利要求1或2所述的功率转换电路，其特征在于，配置所述第一电压转换输出支路为开关电容电压转换电路；
其中，在所述第一电压转换输出支路的一个开关周期内的第一部分时长，所述第一电感支路通过所述第一电压转换输出支路中的第一部分开关为所述第一电压转换输出支路中的至少一个飞跨电容充电；
在所述第一电压转换输出支路的一个开关周期内的第二部分时长，所述第一电压转换输出支路中的至少一个飞跨电容通过所述第一电压转换输出支路中的第二部分开关向所述第一负载放电。
5.根据权利要求1或2所述的功率转换电路，其特征在于，所述第一电压转换输入支路包括N个电压转换输入子支路；
所述N个电压转换输入子支路中任一电压转换输入子支路的输入端均与所述直流电源连接，所述N个电压转换输入子支路的输出端与所述N个两电平电压轨一一对应连接。
6.根据权利要求1或2所述的功率转换电路，其特征在于，所述第一电压转换输入支路包括M个电压转换输入子支路，其中，M为≥2的整数，且M＜N；
所述M个电压转换输入子支路中任一电压转换输入子支路的输入端均与所述直流电源连接，所述M个电压转换输入子支路中的任一电压转换输入子支路的输出端与所述N个两电平电压轨中的至少一个连接。
7.根据权利要求1或2所述的功率转换电路，其特征在于，所述第一电压转换输入支路包括K个电压转换输入子支路，其中，K为≥2的整数；
所述K个电压转换输入子支路中任一电压转换输入子支路的输入端均与所述直流电源连接，所述K个电压转换输入子支路中的任一电压转换输入子支路均与所述N个两电平电压轨连接。
8.根据权利要求2所述的功率转换电路，其特征在于，所述第一负载与所述第二负载为同一负载。
9.根据权利要求1或2所述的功率转换电路，其特征在于，所述第一电压转换输出支路中开关的开关频率不小于所述第一电压转换输入支路中开关的开关频率。
10.根据权利要求9所述的功率转换电路，其特征在于，所述第一电压转换输出支路中开关的开关频率为第一电压转换输入支路中开关的开关频率的正整数倍。
11.根据权利要求1或2所述的功率转换电路，其特征在于，所述第一电感支路包括N个电感；
所述N个电感的第一端与所述N个两电平电压轨一一对应连接，所述N个电感的第二端皆与所述第一电压转换输出支路连接。
12.根据权利要求11所述的功率转换电路，其特征在于，所述N个电感的第二端短接后与所述第一电压转换输出支路的一个输入端连接。
13.根据权利要求11所述的功率转换电路，其特征在于，所述N个电感的第二端与所述第一电压转换输出支路的N个输入端一一对应连接。
14.根据权利要求11所述的功率转换电路，其特征在于，所述第一电压转换输出支路包括L个输入端，其中，L为整数，且1＜L＜N；
所述第一电压转换输出支路的L个输入端中的每一个都与所述N个电感的N个第二端中至少一个连接。
15.根据权利要求11所述的功率转换电路，其特征在于，所述N个电感之间两两耦合。
16.一种功率转换电路，其特征在于，包括：
第一电压转换输入支路、第一两电平电压轨、第一电感支路与第一电压转换输出支路；
所述第一电压转换输入支路的输入端与直流电源连接，所述第一电压转换输入支路的输出端分别与所述第一两电平电压轨及所述第一电感支路的输入端连接，所述第一电感支路的输出端与所述第一电压转换输出支路的输入端连接，所述第一电压转换输出支路的输出端与第一负载连接；
所述第一电压转换输入支路用于对所述直流电源的电压进行转换，以为所述第一两电平电压轨提供周期性的电压脉冲信号，且所述电压脉冲信号的峰值电压为第一峰值电压；
所述第一电压转换输出支路用于将所述第一电感支路输出的电压进行转换，以为所述第一负载提供第一供电电压；
其中，所述第一电压转换输入支路与所述第一电压转换输出支路均为开关电容电压转换电路的结构；
所述第一电感支路包括第一电感；
所述第一电感的第一端与所述第一两电平电压轨连接，所述第一电感的第二端与所述第一电压转换输出支路的输入端连接；
所述功率转换电路还包括第二电感支路与第二电压转换输出支路；
所述第二电感支路的输入端与所述第一两电平电压轨连接，所述第二电感支路的输出端与所述第二电压转换输出支路的输入端连接，所述第二电压转换输出支路的输出端与第二负载连接；
所述第二电压转换输出支路用于将所述第二电感支路输出的电压进行转换，以为所述第二负载提供第二供电电压。
17.一种电子设备，其特征在于，包括如权利要求1-16任意一项所述的功率转换电路。
CN202211387831.XA 2022-11-07 2022-11-07 功率转换电路与电子设备 Active CN115425847B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202211387831.XA CN115425847B (zh) 2022-11-07 2022-11-07 功率转换电路与电子设备

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202211387831.XA CN115425847B (zh) 2022-11-07 2022-11-07 功率转换电路与电子设备

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN115425847A CN115425847A (zh) 2022-12-02
CN115425847B true CN115425847B (zh) 2023-02-28

Family

ID=84207369

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202211387831.XA Active CN115425847B (zh) 2022-11-07 2022-11-07 功率转换电路与电子设备

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN115425847B (zh)

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105305860A (zh) * 2015-10-24 2016-02-03 南京博兰得电子科技有限公司 一种逆变器
CN112236922A (zh) * 2018-06-01 2021-01-15 华为技术（美国）有限公司 具有功率调节功能的多电平开关电容无线充电ac-dc整流器
CN114825936A (zh) * 2022-05-26 2022-07-29 江南大学 一种基于耦合电感的两相交错飞跨电容双向直流变换器

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112994494B (zh) * 2019-12-13 2022-04-19 台达电子企业管理（上海）有限公司 适用于飞跨电容多电平变换电路的电压平衡控制方法
DE102020200927A1 (de) * 2020-01-27 2021-07-29 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Hybrid-Mehrpegel-Leistungsumsetzer mit lnduktor zwischen Stufen
CN112821757B (zh) * 2020-12-30 2022-06-14 南京矽力微电子技术有限公司 功率变换器

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105305860A (zh) * 2015-10-24 2016-02-03 南京博兰得电子科技有限公司 一种逆变器
CN112236922A (zh) * 2018-06-01 2021-01-15 华为技术（美国）有限公司 具有功率调节功能的多电平开关电容无线充电ac-dc整流器
CN114825936A (zh) * 2022-05-26 2022-07-29 江南大学 一种基于耦合电感的两相交错飞跨电容双向直流变换器

Also Published As

Publication number Publication date
CN115425847A (zh) 2022-12-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10348195B2 (en) Charge balanced charge pump control
US7696735B2 (en) Switched capacitor converters
CN108092513B (zh) 直流-直流转换器
Halamicek et al. Cross-coupled series-capacitor quadruple step-down buck converter
CN112636613B (zh) 交流-直流转换电路
US20210391786A1 (en) Power Converter
US11936290B2 (en) Switched capacitor converter and control method
CN110915118B (zh) 多相转换器
CN109004832B (zh) 五级单相降压型dc/dc转换器及五级两相降压转换器
CN111181387A (zh) 一种dc-dc转换器
CN107086782B (zh) 一种基于倍压单元的相数可调的高升压dc/dc变换器
CN111682753B (zh) 混合功率变换器及其控制方法
US7446521B2 (en) DC DC voltage boost converter
Chen et al. Two-stage 48v-1v hybrid switched-capacitor point-of-load converter with 24v intermediate bus
CN112821757A (zh) 功率变换器
CN116780909B (zh) 电压转换电路与电子设备
US20210391787A1 (en) Power Converter
Chen et al. A 92.7%-efficiency 30A 48V-to-1V dual-path hybrid Dickson converter for PoL applications
CN111030446A (zh) 直流转直流dc/dc变换拓扑电路和装置
CN111682754B (zh) 混合功率变换器
CN111682755B (zh) 混合功率变换器
CN115425847B (zh) 功率转换电路与电子设备
Ebrahimi et al. Interleaved high step-up DC-DC converter with diode-capacitor multiplier cell and ripple-free input current
CN113796006A (zh) 驱动装置、芯片、拍摄装置和无人机
CN111682756B (zh) 混合功率变换器及其控制方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
CP03 Change of name, title or address
CP03 Change of name, title or address

Address after: Units 305-308, Building A8, Qiandenghu Venture Capital Town Core Area, No. 6 Guilan North Road, Guicheng Street, Nanhai District, Foshan City, Guangdong Province

Patentee after: Xidi Microelectronics Group Co.,Ltd.

Patentee after: PRINCETON University

Address before: Unit 305-308, block A8, qiandenghu venture capital town, no.6, Guilan North Road, Guicheng Street, Nanhai District, Foshan City, Guangdong Province, 528000

Patentee before: Guangdong Xidi Microelectronics Co.,Ltd.

Patentee before: PRINCETON University