CN109560702B - 一种融合耦合电感技术的直流三电平升压变换器 - Google Patents
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Abstract
本发明属于DC‑DC变换设备技术领域，涉及一种融合耦合电感技术的直流三电平升压变换器，主体结构包括耦合电感单元、三电平单元和箝位单元，耦合电感单元包括第一耦合电感、第二耦合电感、第三耦合电感、第一二极管和第二二极管，三电平单元包括第一开关管、第二开关管、第一储能电容、第二储能电容、第一输出电容、第二输出电容和中点连接线；箝位单元包括第一箝位二极管和第二箝位二极管；其结构简单，使用方便，成本低，输出效率高，可以达到90％的整机效率。
Description
技术领域：
本发明属于DC-DC变换设备技术领域，具体涉及一种融合耦合电感技术的直流三电平升压变换器。
背景技术：
近年来，由于化石燃料的快速消耗以及温室气体排放的增加，使用可再生能源组成分布式发电系统所得到的社会关注越来越多。众所周知，太阳能是用于发电的最具前景性和清洁性的可再生能源之一，利用此类能源进行发电及其它工业活动的发展趋势越来越迅猛，国内外对于光伏发电等新能源技术都给予了热切的关注和大力度的研究，其对于生态环境的保护和不可再生能源危机的解除，都有相当大的现实意义。
然而，一个太阳能电池板的输出很低，许多光伏面板必须采用串-并联的方式进行联合输出，以此来达到电力市场实际所需的电压值，但采取这样的方式，会使得整个供电系统出现故障率升高、整机体积过大的问题。因此，在诸如基于太阳能发电系统的许多应用中，都需要接入一个高增益升压模块将太阳能电池单元的低输出电压转换为电力市场前级所需的高直流电压。
在现有的研究中，五种传统拓扑Boost、Buck-Boost、Sepic、Cuk和Zeta均可以达到升压的效果，并且结构简单易于控制，但却无法在避免极限占空比出现的情况下，解决变换器实现高电压输出增益的问题。随着现在社会中对于DC-DC高电压增益变换器的需求越来越迫切，广大国内外学者对其的研究热度与深度也越来越大，有几种利于提升直流变换器电压转换能力的常用方法被广泛应用：变换器级联、加入耦合电感模块和使用开关电感电容模块等，但这些大多出现了变换器元器件数量的大量增加、整体体积大幅度增大和漏感带来的高电压尖峰等问题，使得变换器本身的成本增加、控制难度增大。
发明内容：
本发明的目的在于克服现有技术存在的缺点，设计提供一种融合耦合电感技术的直流三电平升压变换器，在保证变换器实现较大转换能力的基础上，避免变换器极限占空比情况的出现保证了整体安全性、有效减少元器件的数量而降低控制难度、减小对应开关元件的应力使得变换器制作成本有所降低。
本发明所述融合耦合电感技术的直流三电平升压变换器的主体结构包括耦合电感单元、三电平单元和箝位单元，耦合电感单元包括第一耦合电感、第二耦合电感、第三耦合电感、第一二极管和第二二极管，第一耦合电感、第二耦合电感、第三耦合电感互相耦合，且匝数比为1：n：n，第一耦合电感的同名端连接电源的正极，非同名端分别与第一开关管的漏极和第一储能电容的一端相连；第二耦合电感的同名端分别与第一储能电容的另一端、储能电感的一端和第一箝位二极管的正极连接，其非同名端与第一二极管的正极连接；第三耦合电感的同名端分别与第二输出电容的负极、输出负载的负极和第二箝位二极管的正极连接，其非同名端与第二二极管相连；三电平单元包括第一开关管、第二开关管、第一储能电容、第二储能电容、第一输出电容、第二输出电容和中点连接线；第一开关管的漏极分别与第一电感的非同名端和第一储能电容相连，第二开关管的源极分别与电源的负极和第二储能电容相连，第一箝位二极管的负极分别与第一二极管的负极、第一输出电容的正极、输出负载的正极连接，第二箝位二极管的负极分别与第二二极管的负极、储能电感和第二储能电容连接，第一开关管的源极和第二开关管的漏极相连，并且与第一输出电容的负极及第二输出电容的正极由中点连接线连在一起，第一输出电容、第二输出电容能实现储能均压的功能；箝位单元包括第一箝位二极管和第二箝位二极管，第一箝位二极管的正极分别与第二耦合电感的同名端、第一储能电容和储能电感连接，其负极分别与第一输出电容的正极和输出负载的正极连接；第二箝位二极管的正极分别与第三耦合电感的同名端、第二输出电容的负极和输出负载的负极连接，其负极与第二二极管的负极、储能电感的另一端与第二储能电容连接。
本发明所述第一开关管、第二开关管均采用N沟道的MOS管，并且其栅源极均可以接受外部主控芯片的控制信号。
本发明采用单极性的PWM控制方法来控制开关管达到导通或截止的状态，能够提高开关管的工作效率，减小开关损耗；在驱动信号方面，选用高电平比例相同的驱动信号，并且一个驱动信号比另一个驱动信号延迟半个周期，且导通占空比D>0.5，以此来实现在正常工作周期内两个开关管中至少有一个呈现导通的状态。
本发明与现有技术相比，在正常工作时，由两个开关管不停切换导通或关断的状态，以此来实现耦合电感不断充放电的过程，以此来实现高电压增益的功能；利用三电平结构，使得开关管、二极管和电容等器件的应力都相应减小一半，可以控制整体成本和实施的难度；加入对应箝位单元，可以有效箝位由于漏感能量带来的开关管的电压尖峰，降低损耗，并且可以有效的将其能量引导至后级输出侧；其结构简单，使用方便，成本低，输出效率高，可以达到90％的整机效率。
附图说明：
图1为本发明的主体电路结构示意图。
图2为本发明所述两个开关管控制信号的示意图。
图3(a)～(d)为本发明的4种工作模式的示意图。
图4为本发明与传统Sepic电路的电压增益对比曲线图。
具体实施方式：
为了更为具体的描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。
实施例：
本实施例所述融合耦合电感技术的直流三电平升压变换器的主体结构如图1所示，包括耦合电感单元、三电平单元和箝位单元，其中耦合电感单元用于替代原有变换器中的单个储能电感，利用耦合电感同时充放电的特点，在原变换器只具有占空比D这一调节因子的基础上，增加匝数比这一可以调节的自由因子，实现高电压转换能力的功能，具体包括第一耦合电感L1、第二耦合电感L2、第三耦合电感L3、第一二极管D1和第二二极管D2，第一耦合电感L1、第二耦合电感L2、第三耦合电感L3互相耦合，且匝数比为1：n：n，第一耦合电感L1的同名端连接电源Vg的正极，非同名端分别与第一开关管S1的漏极和第一储能电容C1的一端相连；第二耦合电感L2的同名端分别与第一储能电容C1的另一端、储能电感L的一端和第一箝位二极管D3的正极连接，其非同名端与第一二极管D1的正极连接；第三耦合电感L3的同名端分别与第二输出电容C4的负极、输出负载R的负极和第二箝位二极管D4的正极连接，其非同名端与第二二极管D2相连；三电平单元可以实现变换器结构上成为完全对称的两个部分，以降低开关管、二极管和电容等元件的电压应力；具体包括第一开关管S1、第二开关管S2、第一储能电容C1、第二储能电容C2、第一输出电容C3、第二输出电容C4和中点连接线，第一开关管S1的漏极分别与第一电感L1的非同名端和第一储能电容C1相连，第二开关管S2的源极分别与电源Vg的负极和第二储能电容C2相连，第一箝位二极管D3的负极分别与第一二极管D1的负极、第一输出电容C3的正极、输出负载R的正极连接，第二箝位二极管D4的负极分别与第二二极管D2的负极、储能电感L和第二储能电容C2连接，第一开关管S1的源极和第二开关管S2的漏极相连，并且与第一输出电容C3的负极及第二输出电容C4的正极由中点连接线连在一起，第一开关管S1和第二开关管S2的栅源极用以接收外部主控芯片的控制信号，完成开关管导通或截止状态的切换；箝位单元可以将各自对应耦合电感的漏感放电时的电压尖峰箝位到一固定数值，并且将能量引导至输出侧，以减小损耗，提升变换器的整体效率，具体包括第一箝位二极管D3和第二箝位二极管D4，第一箝位二极管D3的正极分别与第二耦合电感L2的同名端、第一储能电容C1和储能电感L连接，其负极分别与第一输出电容C3的正极和输出负载R的正极连接；第二箝位二极管D4的正极分别与第三耦合电感的同名端、第二输出电容C4的负极和输出负载R的负极连接，其负极与第二二极管D2的负极、储能电感L的另一端与第二储能电容C2连接。
本实施例所述两个开关管控制信号的示意图如图2所示，采用单极性的PWM控制方法以控制开关管处于导通或截止的状态，这样能够提高开关管的工作效率，减小开关损耗。在驱动信号方面，选用高电平比例相同的驱动信号，并且一个驱动信号比另一个驱动信号比延迟半个周期，且导通占空比D>0.5，以此来实现在正常工作周期内两个开关管中至少有一个呈现导通的状态。
本实施所述变换器在一个正常的稳态周期内，主要存在如图3(a)～(d)所示的四种工作模式，当第一开关管S1和第二开关管S2均导通时，此时为工作模式1(图3(a))，四个二极管均截止，主要有三个回路：其一为直流输入电源Vg为第一耦合电感L1充电，其二为第一储能电容C1、第二储能电容C2放电，同时为储能电感L充电，其三为第一输出电容C3和第二输出电容C4向输出端供给能量；当第一开关管S1导通、第二开关管S2截止时，此时为工作模式2(图3(b))，由于耦合电感单元漏感能量的存在，在此工作模式开始的瞬间，首先是第二箝位二极管D4导通工作进行电压箝位，然后此后的大部分时间，第二二极管D2正常导通工作，电源Vg为第一耦合电感L1和第三耦合电感L3充电，也为第二储能电容C2和第二输出电容C4充电，储能电容C1放电为回路中的其余储能元件储能电感L、第二输出电容C4、第二储能电容C2和耦合绕组单元中的第三耦合电感L3充电，输出电容C3放电，为负载提供能量；然后进行工作模式3(图3(c))的运行，此时第一开关管S1和第二开关管S2又再次回到同时导通的状态，与工作模式1完全相同；当第一开关管S1截止、第二开关管S2导通时，此时为工作模式4(图3(d))，同样由于耦合电感单元漏感能量的存在，在此工作模式开始的瞬间，首先是第一箝位二极管D3导通工作进行电压箝位，然后此后的大部分时间，第一二极管D1正常导通工作，电源Vg为第一耦合电感L1和第二耦合电感L2充电，也为第一储能电容C1和第一输出电容C3充电；第二储能电容C2放电为回路中的其余储能元件储能电感L、第一输出电容C3、第一储能电容C1和耦合绕组单元中的第二耦合电感L2充电；第二输出电容C4放电，为负载R提供能量，在整个稳态周期内，变换器呈现完全对称的特性，整体过程容易控制且实施。
本实施例所述变换器与传统拓扑进行对比，电压增益对比曲线如图4所示。当要求输出电压转换为输入电压的10倍时，若按照现有基础拓扑的输出电压表达式Vo＝DVg/(1-D)，要达到要求的10倍电压增益，需要其占空比值在0.91左右，此时开关管已处于极限状态，影响整体工作效率，并对相关器件会产生较大的损坏，容易出现安全问题；本实施例的变换器输入输出电压关系的表达式为Vo＝(2nD+D-n)*Vg/(1-D)，要达到要求的10倍电压增益，当耦合绕组匝数比n＝3时，其占空比只需达到0.76左右即可，并且随着耦合绕组匝数比的提高，其占空比的大小还可以有所降低，这样在实现高电压增益的同时，避免了开关管极限占空比的存在，保障了拓扑的整体安全性。
本实施例在输出电压为80V、功率为100W的要求下进行实验验证，其效率可以达到90％。
上述分析和实验结果可以表明，本发明直流变换器具有大幅度提升电压转换比的能力，并且可以有效减小相关器件的电压应力，极大的减小损耗，提高整体转换效率，非常适用于光伏并网中的后级直流电压提升电路。
Claims (1)
1.一种融合耦合电感技术的直流三电平升压变换器，其特征在于主体结构包括耦合电感单元、三电平单元和箝位单元，耦合电感单元包括第一耦合电感、第二耦合电感、第三耦合电感、第一二极管和第二二极管，第一耦合电感、第二耦合电感、第三耦合电感互相耦合，且匝数比为1：n：n，第一耦合电感的同名端连接电源的正极，非同名端分别与第一开关管的漏极和第一储能电容的一端相连；第二耦合电感的同名端分别与第一储能电容的另一端、储能电感的一端和第一箝位二极管的正极连接，其非同名端与第一二极管的正极连接；第三耦合电感的同名端分别与第二输出电容的负极、输出负载的负极和第二箝位二极管的正极连接，其非同名端与第二二极管的正极相连；三电平单元包括第一开关管、第二开关管、第一储能电容、第二储能电容、第一输出电容、第二输出电容和中点连接线；第一开关管的漏极分别与第一电感的非同名端和第一储能电容相连，第二开关管的源极分别与电源的负极和第二储能电容的一端相连，第一箝位二极管的负极分别与第一二极管的负极、第一输出电容的正极、输出负载的正极连接，第二箝位二极管的负极分别与第二二极管的负极、储能电感的另一端和第二储能电容的另一端连接，第一开关管的源极和第二开关管的漏极相连，并且与第一输出电容的负极及第二输出电容的正极由中点连接线连在一起，第一输出电容、第二输出电容能实现储能均压的功能；箝位单元包括第一箝位二极管和第二箝位二极管，第一箝位二极管的正极分别与第二耦合电感的同名端、第一储能电容和储能电感连接，其负极分别与第一输出电容的正极和输出负载的正极连接；第二箝位二极管的正极分别与第三耦合电感的同名端、第二输出电容的负极和输出负载的负极连接，其负极与第二二极管的负极、储能电感的另一端与第二储能电容的另一端连接；所述第一开关管、第二开关管均采用N沟道的MOS管，并且其栅极接收外部主控芯片的控制信号。
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| GR01 | Patent grant | ||
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