CN208971387U - 一种基于耦合绕组单元的三电平升压型直流变换拓扑 - Google Patents

Abstract

本实用新型属于DC‑DC变换设备技术领域，涉及一种基于耦合绕组单元的三电平升压型直流变换拓扑，所述基于耦合绕组单元的三电平升压型直流变换拓扑包括耦合绕组单元、三电平变换单元和箝位单元，其中耦合绕组单元包括第一电感、第二电感、第三电感、第一二极管和第二二极管；三电平结构单元包括第一开关管、第二开关管、第一输出电容、第二输出电容和中点连接线，箝位单元包括第一箝位二极管和第二箝位二极管；其结构简单，使用安全方便，输出效率高，可以达到90％的整机效率。

Description

一种基于耦合绕组单元的三电平升压型直流变换拓扑

技术领域:

本实用新型属于DC-DC变换设备技术领域，涉及一种基于耦合绕组单元的三电平升压型直流变换拓扑，特别是一种带箝位的基于耦合绕组单元的三电平升压型直流变换拓扑。

背景技术:

近年来，为解决生态环境保护和不可再生能源危机问题，利用太阳能等可再生和清洁能源组成分布式发电系统的发展迅猛。但由于单个光伏电池板的输出电压较低，不能达到直流母线所需的380V直流电压，因此如何得到一个稳定的高输出电压增益的模块，就成为了一个亟待解决的问题。

在现有的研究中，有诸如传统boost变换器这一类的升压电路，由于其结构简单易于控制而被广泛使用，但在要求大功率和高电压增益的场合，却受限于电压转换能力不足的问题，并且容易出现极限占空比的情况，拓扑的安全性得不到保障。随着近年来的发展，出现了一些加入开关电感、耦合电感等模块实现高升压功能的拓扑，但此种类型的拓扑由于漏感和实际场合大功率要求的存在，依然面临着开关管等器件的电压应力大等问题，而高压大功率的电力电子器件价格昂贵，这样无疑会使整个拓扑的制作成本大幅度增加。在现有已公开的技术中，CN104967329B公开了一种开关耦合电感型双自举三电平zeta变换器，该拓扑可以在实现电路高电压增益的同时相应减小开关管等器件的应力，但整体所用二极管等器件过多，并增加了一个辅助开关管，对拓扑整体的制作成本和控制难度都大大提升，整体不稳定性提高，不利于在大功率的工业场合进行运用。因此，迫切需要设计一种基于耦合绕组单元的三电平升压型直流变换拓扑。

发明内容：

本实用新型的发明目的在于克服现有技术存在的缺点，设计提供一种带箝位的基于耦合绕组单元的三电平升压型直流变换拓扑，在保证高电压增益的同时避免开关管极限占空比的出现，并且有效减小了相应器件的电压应力和使用数量。

为了实现上述目的，本实用新型所述基于耦合绕组单元的三电平升压型直流变换拓扑包括耦合绕组单元、三电平变换单元和箝位单元，其中耦合绕组单元利用耦合绕组同时充放电的特点匝数比这一可以调节的自由因子，实现高电压转换能力的功能，包括第一电感、第二电感、第三电感、第一二极管和第二二极管；第一电感、第二电感、第三电感的匝数比为1： n：n，n为正整数；第一电感的同名端连接电源的正极，另一端分别与第一开关管的漏极、第二电感的同名端和第一箝位二极管的正极相连，第二电感的非同名端与第一二极管的正极相连接，第三电感的同名端分别与第二箝位二极管的正极、第二输出电容的负极相连，非同名端与第二二极管的正极相连，第一二极管的负极与第一箝位二极管的负极相连，第二二极管的负极与第二箝位二极管的负极相连；三电平结构单元将变换拓扑变为上下对称的两部分，以降低开关管、二极管和电容等元件的电压应力，包括第一开关管、第二开关管、第一输出电容、第二输出电容和中点连接线，第一开关管的漏极分别与第一电感的非同名端和第二电感的同名端相连，第二开关管的源极分别与电源负极、第二箝位二极管的负极和第二二极管的负极相连，第一输出电容的正极分别与第一二极管、第一箝位二极管和负载正极相连，第二输出电容的负极分别与第二箝位二极管的正极、第三电感的同名端和负载的负极相连，第一开关管的源极与第二开关管的漏极相连，并且与第一输出电容的负极及第二输出电容的正极由中点连接线连在一起，第一输出电容、第二输出电容完成储能分压的功能，第一开关管和第二开关管的栅源极用以接收外部主控芯片的控制信号，完成开关管导通或截止状态的切换；箝位单元有效控制由漏感能量引起的开关管两端的电压尖峰，并且将能量引导至输出侧，以减小损耗，提升拓扑的整体效率，包括第一箝位二极管和第二箝位二极管；第一箝位二极管的正极连接在第二电感的同名端，其负极分别与第一二极管的负极和第一输出电容的正极连接，第二箝位二极管的正极连接在第三电感的同名端，其负极分别与第二二极管的负极和第二输出电容的负极连接。

本实用新型所述第一开关管和第二开关管均采用N沟道的MOS管。

本实用新型采用单极性的PWM控制方法实现第一开关管和第二开关管的导通或截止，能够提高开关管的工作效率，减小开关损耗；在驱动信号方面，选用高电平比例相同的驱动信号，并且一个驱动信号比另一个驱动信号延迟半个周期，且导通占空比D>0.5，使在正常工作周期内两个开关管中至少有一个呈现导通的状态。

本实用新型所述变换拓扑在一个正常的稳态周期内，主要存在四种工作模式：(1)第一开关管和第二开关管均导通，四个二极管均截止，电源给第一电感充电，第一输出电容和第二输出电容一起给负载供电；(2)第一开关管导通、第二开关管截止，由于绕组单元漏感能量的存在，在此工作模式运行的瞬间，首先是第二箝位二极管导通工作进行电压箝位，然后此后的大部分时间，第二二极管正常导通工作，第一电感和第三电感开始放电给第二输出电容充电，第一输出电容给负载供电；然后进行工作模式(3)的运行，此时第一开关管和第二开关管又再次回到均导通时的状态，与工作模式(1)相同；(4)第一开关管截止、第二开关管导通，由于绕组单元漏感能量的存在，在此工作模式运行的瞬间，首先是第一箝位二极管导通工作进行电压箝位，然后此后的大部分时间，第一二极管正常导通工作，第一电感和第二电感开始放电给第一输出电容充电，第二输出电容给负载供电；在整个稳态周期内，拓扑呈现完全对称的特性，整体拓扑容易控制且实施。

本实用新型与现有技术相比，具有以下优点：一是在正常工作时，工作时，由两个开关管的导通和关断来决定直流变换拓扑的4种工作模式，加入耦合绕组单元以提升整体电压转换能力，通过耦合绕组匝数比和占空比的双自由度调节，避免了极限占空比情况的发生，实现耦合绕组不断充电和放电的过程，达到高增益的目的；二是利用三电平变换结构，使得开关管、二极管和电容等器件的应力都相应减小一半，可以控制整体成本和实施的难度；三是加入对应的两个箝位二极管，可以有效箝位由于漏感能量带来的开关管的电压尖峰，降低损耗，并且可以有效的将其能量引导至后级输出侧；其结构简单，使用安全方便，输出效率高，可以达到90％的整机效率。

附图说明

图1为本实用新型的主体电路结构示意图。

图2为本实用新型所述两个开关管控制信号的示意图。

图3(a)～(d)为本实用新型直流变换拓扑的4种工作模式的示意图。

图4为本实用新型直流变换拓扑与传统boost电路的电压增益对比曲线图。

具体实施方式：

下面通过实施例并结合附图对本实用新型作进一步说明。

实施例：

本实施例所述基于耦合绕组单元的三电平升压型直流变换拓扑包括：耦合绕组单元、三电平变换单元和箝位单元，其电路结构如图1所示，其中：

耦合绕组单元用于替代现有拓扑中的单个储能电感，利用耦合绕组同时充放电的特点匝数比这一可以调节的自由因子，实现高电压转换能力的功能；耦合绕组单元包括第一电感L₁、第二电感L₂、第三电感L₃、第一二极管D₁和第二二极管D₂，第一电感L₁的同名端连接电源 V_g的正极，另一端分别与第一开关管S₁的漏极、第二电感L₂的同名端、第一箝位二极管D₃的正极相连，第二电感L₂的非同名端与第一二极管D₁的正极相连接，第三电感L₃的同名端分别与第二箝位二极管D₄的正极、第二输出电容C₂的负极相连，第三电感L₃的非同名端与第二二极管D₂的正极相连，第一二极管D₁的负极与第一箝位二极管D₃的负极相连，第二二极管D₂的负极与第二箝位二极管D₄的负极相连，共同形成耦合绕组一起充放电的拓扑工作回路；

三电平变换单元用于将变换拓扑变为上下对称的两部分，以降低开关管、二极管和电容等元件的电压应力；三电平变换单元主要包括第一开关管S₁、第二开关管S₂、第一输出电容 C₁、第二输出电容C₂和中点连接线；其中，第一开关管S₁的漏极与第一电感L₁的非同名端和第二电感L₂的同名端相连，第二开关管S₂的源极分别与电源V_g负极、第二箝位二极管D₄的负极和第二二极管D₂的负极相连，第一输出电容C₁的正极分别与第一二极管D₁、第一箝位二极管D₃及负载R正极相连，第二输出电容C₂的负极分别与第二箝位二极管D₄的正极、第三电感L₃的同名端及负载R的负极相连，第一开关管S₁的源极与第二开关管S₂的漏极相连，并且与第一输出电容C₁的负极及第二输出电容C₂的正极由中点连接线连在一起，两个电容完成储能分压的功能；第一开关管S₁和第二开关管S₂的栅源极用以接收外部主控芯片的控制信号，完成开关管导通或截止状态的切换；

箝位单元用于有效控制由漏感能量引起的开关管两端的电压尖峰，并且将能量引导至输出侧，以减小损耗，提升拓扑的整体效率；箝位单元包括第一箝位二极管D₃和第二箝位二极管D₄；其中，第一箝位二极管D3的正极连接在第二电感L₂的同名端，其负极分别与第一二极管D₁的负极和第一输出电容C₁的正极连接，第二箝位二极管D₄的正极链接在第三电感 L₃的同名端，其负极分别与第二二极管D₂的负极和第二输出电容C₂的负极连接。

本实施例所述直流变换拓扑中两个开关管控制信号的示意图如图2所示，其采用单极性的PWM控制方法实现第一开关管S₁和第二开关管S₂的导通或截止，能够提高开关管的工作效率，减小开关损耗；在驱动信号方面，选用高电平比例相同的驱动信号，并且一个驱动信号比另一个驱动信号比延迟半个周期，且导通占空比D>0.5，以此来实现在正常工作周期内两个开关管中至少有一个呈现导通的状态。

本实施例所述直流变换拓扑在一个正常的稳态周期内，主要存在如图3(a)～(d)所示的4 种工作模式：当第一开关管S₁和第二开关管S₂均导通时，此时为工作模式1，四个二极管均截止，电源V_g给电感L₁充电，第一输出电容C₁和第二输出电容C₂一起给负载R供电；当第一开关管S₁导通、第二开关管S₂截止时，此时为工作模式2，由于绕组单元漏感能量的存在，在此工作模式运行的瞬间，首先是第二箝位二极管D₄导通工作进行电压箝位，然后此后的大部分时间，第二二极管D₂正常导通工作，第一电感L₁和第三电感L₃开始放电给第二输出电容C₂充电，第一输出电容C₁给负载R供电；然后进行工作模式3的运行，此时第一开关管S₁和第二开关管S₂又再次回到均导通时的状态，与工作模式1相同；当第一开关管S₁截止、第二开关管S₂导通时，此时为工作模式4，同样由于绕组单元漏感能量的存在，在此工作模式运行的瞬间，首先是第一箝位二极管D₃导通工作进行电压箝位，然后此后的大部分时间，第一二极管D₁正常导通工作，第一电感L₁和第二电感L₂开始放电给第一输出电容C₁充电，第二输出电容C₂给负载供电；在整个稳态周期内，拓扑呈现完全对称的特性，整体拓扑容易控制且实施。

本实施例所述直流变换拓扑与传统拓扑进行对比，其电压增益对比曲线如图4所示，当要求输出电压转换为输入电压的10倍时，若按照现有基础拓扑的输出电压表达式V_o＝ V_g/(1-D)，要达到要求的10倍电压增益，需要其占空比达到0.9，此时开关管已处于极限状态，影响整体工作效率，并对相关器件会产生较大的损坏；本实施例所述直流变换拓扑的输入输出电压关系的表达式为V_o＝(2nD-n+1)*V_g/(1-D)，要达到要求的10倍电压增益，当耦合绕组匝数比n＝3时，其占空比只需达到0.75即可，并且随着耦合绕组匝数比的提高，其占空比的大小还可以有所降低，这样在实现高电压增益的同时，避免了开关管极限占空比的存在，保障了拓扑的整体安全性；而且将本实施例所述直流变换拓扑在输出电压为400V、功率为 1KW的要求下进行实验验证，其效率可以达到90％。

本实施例通过上述分析和实验结果表明，所述直流变换拓扑具有大幅度提升电压转换比的能力，并且可以有效减小相关器件的电压应力，极大的减小损耗，提高整体转换效率，非常适用于光伏并网中的后级直流电压提升电路。

Claims (2)

1.一种基于耦合绕组单元的三电平升压型直流变换拓扑，其特征在于所述基于耦合绕组单元的三电平升压型直流变换拓扑包括耦合绕组单元、三电平变换单元和箝位单元，其中耦合绕组单元包括第一电感、第二电感、第三电感、第一二极管和第二二极管；第一电感、第二电感、第三电感的匝数比为1：n：n，n为正整数；第一电感的同名端连接电源的正极，另一端分别与第一开关管的漏极、第二电感的同名端和第一箝位二极管的正极相连，第二电感的非同名端与第一二极管的正极相连接，第三电感的同名端分别与第二箝位二极管的正极、第二输出电容的负极相连，非同名端与第二二极管的正极相连，第一二极管的负极与第一箝位二极管的负极相连，第二二极管的负极与第二箝位二极管的负极相连；三电平结构单元包括第一开关管、第二开关管、第一输出电容、第二输出电容和中点连接线，第一开关管的漏极分别与第一电感的非同名端和第二电感的同名端相连，第二开关管的源极分别与电源负极、第二箝位二极管的负极和第二二极管的负极相连，第一输出电容的正极分别与第一二极管、第一箝位二极管和负载正极相连，第二输出电容的负极分别与第二箝位二极管的正极、第三电感的同名端和负载的负极相连，第一开关管的源极与第二开关管的漏极相连，并且与第一输出电容的负极及第二输出电容的正极由中点连接线连在一起；箝位单元包括第一箝位二极管和第二箝位二极管；第一箝位二极管的正极连接在第二电感的同名端，其负极分别与第一二极管的负极和第一输出电容的正极连接，第二箝位二极管的正极连接在第三电感的同名端，其负极分别与第二二极管的负极和第二输出电容的负极连接。

2.根据权利要求1所述基于耦合绕组单元的三电平升压型直流变换拓扑，其特征在于所述第一开关管和第二开关管均采用N沟道的MOS管。