CN105553254A - 一种含开关电容的零电压开关高增益dc-dc变换器 - Google Patents

Abstract

一种含开关电容的零电压开关高增益DC-DC变换器，涉及DC-DC变换。包括电源、功率开关管、功率电感、开关电容、箝位二极管、续流二极管、输出二极管和输出电容；第一功率电感一端与电源的正极、第一箝位二极管阳极和第三箝位二极管阳极相连，第一功率电感另一端与第二箝位二极管阳极和第一开关电容一端相连；第一开关电容另一端与第一箝位二极管阴极和第二功率电感一端相连，第二功率电感另一端与第二箝位二极管阴极、功率开关管漏极和第二开关电容一端相连；第二开关电容另一端与第三箝位二极管的阴极、续流二极管阴极和输出二极管阳极相连；输出二极管阴极与输出电容一端相连，输出电容另一端与电源负极、功率开关管源极共同连接在一起。

Description

一种含开关电容的零电压开关高增益DC-DC变换器

技术领域

本发明涉及DC-DC变换，尤其是涉及一种含开关电容的零电压开关高增益DC-DC变换器。

背景技术

随着全球能源短缺和环境污染等问题日益突出，太阳能光伏发电因其清洁、安全、便利、高效等特点，已成为世界各国普遍关注和重点发展的新兴产业。近年来,太阳能光伏发电技术得到了前所未有的发展,太阳能光伏并网发电成为太阳能利用的主要方式之一。研究光伏并网发电技术对缓解能源危机、保护生态环境和保证经济的可持续发展具有重大的现实意义。一般而言，分布式发电系统中光伏板、燃料电池和蓄电池的输出电压较低,必须经过DC/DC电路升压才能满足后级并网逆变器的母线要求。为了提高整个系统效率,升压变换器必须具有高增益、高效率的特点。

传统型Boost变换器为了获得较高的电压增益，开关管的占空比几乎接近于1，这将导致输入电流纹波增大，增加导通损耗，降低整个电路的转换效率。为了减小输入电流纹波，一种采用两相交错并联结构的变换器被提出，但是这种变换器的电压增益与传统Boost升压变换器相同。为了获得低占空比情况下的高电压增益，一种采用级联升压拓扑结构的变换器被提出，但它控制方法复杂、电路效率较低。为了简化控制方法和提高电路效率，一种带有泵升电容的高增益升压直流变换器被提出，但相较于传统Boost变换器多了一个开关管，且开关管存在电压尖峰问题,开关损耗大。而采用耦合电感构建高增益变换器的方案，虽然实现了较大的电压增益，但耦合电感的接入，导致变换器工作模态增多，控制变得复杂，同时，漏感会造成较大的关断电压尖峰，导致工作损耗增大，降低变换器的效率。

发明内容

本发明的目的在于提供可解决功率开关管零电压开通与关断、高增益输出和低电压应力，以及辅助开关管的开关损耗问题的一种含开关电容的零电压开关高增益DC-DC变换器。

本发明包括电源、功率开关管、第一功率电感、第二功率电感、第一开关电容、第二开关电容、第一箝位二极管、第二箝位二极管、第三箝位二极管、续流二极管、输出二极管和输出电容；

所述第一功率电感的一端与所述电源的正极、所述第一箝位二极管的阳极和所述第三箝位二极管的阳极相连，所述第一功率电感的另一端与所述第二箝位二极管的阳极和所述第一开关电容的一端相连；所述第一开关电容的另一端与所述第一箝位二极管的阴极和所述第二功率电感的一端相连，所述第二功率电感的另一端与所述第二箝位二极管的阴极、所述功率开关管的漏极和所述第二开关电容的一端相连；所述第二开关电容的另一端与所述第三箝位二极管的阴极、所述续流二极管的阴极和所述输出二极管的阳极相连；所述输出二极管的阴极与所述输出电容的一端相连，所述输出电容的另一端与所述电源的负极、所述功率开关管的源极共同连接在一起。

本发明还包括辅助谐振回路，所述辅助谐振回路包括谐振电感容、谐振电感、辅助开关管和续流二极管。

所述谐振电容的一端与所述功率开关管的源极相连，所述谐振电容的另一端与所述功率开关管的漏极和所述谐振电感的一端相连；所述谐振电感的另一端与所述续流二极管的阳极和所述辅助开关管的漏极相连；所述辅助开关管的源极与所述电源的负极、所述功率开关管的源极共同连接在一起。

所述功率开关管在零电压条件下开通与关断；所述辅助开关管在零电流条件下开通，在输入电压的应力下关断。

当本发明工作时，利用功率开关管控制两个功率电感和两个开关电容的并联充电和串联放电，进而实现了变换器的高增益输出；利用第二开关电容的箝位作用，降低了功率开关管的电压应力；利用辅助谐振回路来实现功率开关管的零电压开通与零电压关断，并实现了辅助开关管的零电流开通，也降低了其关断时的电压应力。

本发明提供的一种含开关电容的零电压开关高增益DC-DC变换器，利用一个辅助谐振回路来实现功率开关管的零电压开通与关断，并实现了辅助开关管的零电流开通和低电压应力关断，从而解决了辅助开关管的开关损耗问题。利用功率开关管控制两个功率电感和两个开关电容的并联充电和串联放电，进而实现了变换器的高增益输出；利用第二开关电容的箝位作用，降低了功率开关管的电压应力。本发明具有结构简单、控制方便、电路中无能量损耗元件、可提高升压型变换器效率等优点。

附图说明

图1为本发明实施例的电路组成示意图。

图2为本发明实施例的开关模态1等效电路图。

图3为本发明实施例的开关模态2等效电路图。

图4为本发明实施例的开关模态3等效电路图。

图5为本发明实施例的开关模态4等效电路图。

图6为本发明实施例的开关模态5等效电路图。

图7为本发明实施例的开关模态6等效电路图。

图8为本发明实施例的开关模态7等效电路图。

图9为一种含开关电容的零电压开关高增益DC-DC变换器的关键波形图。

具体实施方式

以下通过附图和实施例对本发明做进一步说明。

参见图1，本发明实施例包括一个功率开关管(S₁)，两个功率电感(L₁、L₂)，两个开关电容(C₁、C₂)，三个箝位二极管(D_C1、D_C2、D_C3)，一个谐振电容(C_r)，一个谐振电感(L_r)，一个辅助开关管(S₂)，一个续流二极管(D_f)，一个输出二极管(D_o)和一个输出电容(C_o)。第一功率电感(L₁)的一端与电源(V_i)的正极、第一箝位二极管(D_C1)的阳极和第三箝位二极管(D_C3)的阳极相连；第一功率电感(L₁)的另一端与第二箝位二极管(D_C2)的阳极和第一开关电容(C₁)的一端相连；第一开关电容(C₁)的另一端与第一箝位二极管(D_C1)的阴极和第二功率电感(L₂)的一端相连；第二功率电感(L₂)的另一端与第二箝位二极管(D_C2)的阴极、功率开关管(S₁)的漏极和第二开关电容(C₂)的一端相连；第二开关电容(C₂)的另一端与第三箝位二极管(D_C3)的阴极、续流二极管(D_f)的阴极和输出二极管(D_o)的阳极相连；输出二极管(D_o)的阴极与输出电容(C_o)的一端相连；输出电容(C_o)的另一端与电源(V_i)的负极、功率开关管(S₁)的源极和谐振电容(C_r)的一端共同连接在一起；谐振电容(C_r)的另一端与功率开关管(S₁)的漏极和谐振电感(L_r)的一端相连；谐振电感(L_r)的另一端与续流二极管(D_f)的阳极和辅助开关管(S₂)的漏极相连；辅助开关管(S₂)的源极与所述电源(V_i)的负极、所述功率开关管(S₁)的源极共同连接在一起。

本发明主要有7个工作模态，如图2～8所示。其换流过程分析如下：

模态1[t₀t₁]:t₁时刻之前，主开关管S₁和辅助开关管S₂处于关断状态，此时二极管D_C1、D_C2、D_C3和D_f反向偏置，D_o正向偏置，电感L₁、L₂以及电容C₁、C₂串联放电。由此，可以得到如下方程：

$\{\begin{array}{c}{L}_1\frac{{\mathrm{di}}_{L1}}{dt}=-(V_1-V_{C1}-V_i)\\ L_2\frac{{\mathrm{di}}_{L2}}{dt}=-(V_o-V_{C2}-V_1)\end{array}---\left(1\right)$

模态2[t₁t₂]:t₁时刻，辅助开关管S₂在零电流条件下开通。谐振电感L_r的电流从零开始线性增加，D_o的电流线性减小。在t₂时刻，L_r的电流上升到升压电感电流I_i，D_o的电流减小到零，模式2结束。该模式的持续时间为

$t_{1,2}=\frac{L_r{I}_i}{V_o-V_{C2}}---\left(2\right)$

模态3[t₂t₃]:t₂时刻，二极管D_o自然关断，L_r与C_r开始谐振，L_r的电流i_Lr继续上升，C_r的电压U_Cr开始下降，t₃时刻，C_r两端的电压下降为零，谐振过程结束。由此，可以得到如下方程：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{L_r}\left(t\right)=I_i+\frac{V_o-V_{c2}}{Z_r}{\mathrm{sin\ω}}_r(t-t_2)\\ u_{C_r}\left(t\right)=(V_o-V_{C2}){\mathrm{cos\ω}}_r(t-t_2)\\ t_{2,3}=\frac{\mathrm{\π}}{2}\sqrt{L_r{C}_r}\end{array}\right.---\left(3\right)$

式中，谐振阻抗谐振角频率

模态4[t₃t₄]:当C_r的电压下降到零时，开关管S₁的体二极管导通，与L_r和S₂构成回路，S₁两端的电压几乎为零。谐振电感L_r在电感L₁、L₂和电容C₁作用下，电流继续上升。因此开关管S₂的导通时间应满足：

$t_d\≥t_{1,2}+t_{2,3}=\frac{L_r{I}_i}{V_o-V_{C2}}+\frac{\mathrm{\π}}{2}\sqrt{L_r{C}_r}---\left(4\right)$

模态5[t₄t₅]:t₄时刻，S₁在零电压下开通，电感L₁、L₂以及电容C₁、C₂通过4个独立回路并联充电，输出电容给负载供电。以此同时，辅助开关管S₂关断，L_r通过续流二极管D_f向电容C₂放电，S₂两端的电压应力等于输入电压的值，电压较小，减小了辅助开关管的关断损耗。

$\left\{\begin{array}{c}{L}_1\frac{{\mathrm{di}}_{L1}}{dt}=V_i\\ V_1=V_i\\ V_{C1}=V_i\\ V_{C2}=V_i\\ L_2\frac{{\mathrm{di}}_{L2}}{dt}=V_i\end{array}\right.---\left(5\right)$

模态6[t₅t₆]:t₅时刻，谐振电感L_r的电流下降为零，续流二极管D_f关断，S₂两端的电压应力降为零。

模态7[t₆t₇]:t₆时刻，开关管S₁关断，谐振电容C_r两端的电压在电感L₁、L₂和电容C₁作用下逐渐上升，实现了S₁的软关断。在t₇时刻，C_r的电压上升到V_o-V_C2，此时D_o正向偏置，输入电压V_i、电感L₁、L₂和电容C₁、C₂串联放电，即给输出电容C_o和负载供电。

图9为本发明实施例工作时的关键波形图。设功率开关管S的导通占空比为D，稳态条件下，根据伏秒平衡原则，电感在一个开关周期中的平均电压为零，由式(1)和式(5)，可得输出电压V_o为：

$V_o=\frac{3-D}{1-D}{V}_i=(1+\frac{2}{1-D})V_i---\left(6\right)$

所以这种零电压开关的含开关电容的高增益升压型变换器的输出电压增益和功率开关管S₁的电压应力分别为：

$B=\frac{V_o}{V_i}=\frac{3-D}{1-D}=(1+\frac{2}{1-D})---\left(7\right)$

$V_{ds1}=V_o-V_{c2}=V_o-V_i=\frac{2}{1-D}{V}_i---\left(8\right)$

本发明利用功率开关管控制两个功率电感和两个开关电容的并联充电和串联放电，进而实现了变换器的高增益输出；利用第二开关电容的箝位作用，降低了功率开关管的电压应力；利用谐振电容和谐振电感来实现功率开关管的零电压开通与零电压关断，并实现了辅助开关管的零电流开通，也降低了其关断时的电压应力。整个变换器结构较为简洁，控制简单，开关管电压应力低，损耗小。

Claims (2)

1.一种含开关电容的零电压开关高增益DC-DC变换器，其特征在于包括电源、功率开关管、第一功率电感、第二功率电感、第一开关电容、第二开关电容、第一箝位二极管、第二箝位二极管、第三箝位二极管、续流二极管、输出二极管和输出电容；

所述第一功率电感的一端与所述电源的正极、所述第一箝位二极管的阳极和所述第三箝位二极管的阳极相连，所述第一功率电感的另一端与所述第二箝位二极管的阳极和所述第一开关电容的一端相连；所述第一开关电容的另一端与所述第一箝位二极管的阴极和所述第二功率电感的一端相连，所述第二功率电感的另一端与所述第二箝位二极管的阴极、所述功率开关管的漏极和所述第二开关电容的一端相连；所述第二开关电容的另一端与所述第三箝位二极管的阴极、所述续流二极管的阴极和所述输出二极管的阳极相连；所述输出二极管的阴极与所述输出电容的一端相连，所述输出电容的另一端与所述电源的负极、所述功率开关管的源极连接。

2.如权利要求1所述一种含开关电容的零电压开关高增益DC-DC变换器，其特征在于还包括辅助谐振回路，所述辅助谐振回路包括谐振电感容、谐振电感、辅助开关管和续流二极管；

所述谐振电容的一端与所述功率开关管的源极相连，所述谐振电容的另一端与所述功率开关管的漏极和所述谐振电感的一端相连；所述谐振电感的另一端与所述续流二极管的阳极和所述辅助开关管的漏极相连；所述辅助开关管的源极与所述电源的负极、所述功率开关管的源极连接。