KR101326287B1 - 결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 3- 레벨 컨버터 - Google Patents

결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 3- 레벨 컨버터 Download PDF

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Abstract

본 발명은 결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 3- 레벨 컨버터에 관한 것이다. 본 발명은 입력 전원(Vin)와 연결되는 누설 인덕터 Llk 및 1차측 제 1 권선, 그리고 상기 제 1 권선과 병렬 결합하는 자기 인덕터 Lm, 상기 제 1 권선과 전자기 결합하는 2 개의 2차측 제 2 권선을 포함하는 결합 인덕터; 상기 제 1 권선의 출력측과 접지 사이에 직렬로 연결되는 제 1 스위치(S1) 및 제 2 스위치(S2)로 이루어진 스위치부; 상기 스위치부의 출력 측에 위치하며, 상기 제 1 스위치(S1) 및 제 2 스위치(S2)의 최대 전압을 억제하는 클램프 다이오드(Dc1)(Dc2)와, 상기 제 2 권선에 유기되는 전원을 충전하는 클램프 커패시터(C1)(C2)를 각각 포함하는 제 1 클램프와 제 2 클램프; 및 상기 제 1 클램프와 제 2 클램프부터 출력되는 전원을 안정화시키도록 출력 다이오드(Do1)(Do2)와 출력 커패시터(C01)(Co2)를 각각 포함하는 제 1 출력부 및 제 2 출력부를 포함하여 구성된다. 이와 같은 본 발명에 따르면, 기존의 컨버터에 비하여 승압비가 향상되고 결합 인덕터의 사이즈를 줄일 수 있으며, 2개의 스위치(S1)(S2)의 스위칭 손실과 클램프 다이오드 및 출력 다이오드의 역방향 회복 전류가 감소되는 이점이 있다.

Description

결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 3- 레벨 컨버터{Voltage clamp-mode Three-level Converter using Coupled Inductor}
본 발명은 컨버터에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 종래의 결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 승압형 컨버터를 3 - 레벨 컨버터에 적용하여 컨버터 구조를 개선한 결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 3- 레벨 컨버터에 관한 것이다.
최근 들어, 연료전지나 배터리 기반의 전기 구동 시스템, 반도체 제조장비, 대형 디스플레이 장치, 초음파 및 엑스레이(X-ray) 장치 등을 위해 낮은 DC 전압을 승압할 수 있는 다양한 전원 장치들이 연구 개발되고 있다.
즉 근래 생산되는 대부분의 고성능의 전기전자 제품들은 고전압의 직류전압을 사용하도록 설계되는바, 가정용 저전압의 직류전압이나 재생 에너지의 낮은 직류 전압을 고전압의 직류전압을 출력하여 상술한 전기전자 제품에 공급하기 위함이다.
이러한 전원 장치로는 부스트 컨버터(Boost Converter)를 대표적인 전원 장치로 볼 수 있다. 상기 부스트 컨버터의 예로 인덕터 기생저항을 갖는 부스트 컨버터를 도 1에 도시하고 있다.
그런데, 도 1의 부스트 컨버터는 듀티비(duty ratio)에 따라 출력전압이 저하지는 문제점과 함께 정격 전압 및 정격 전류가 높은 스위칭 소자를 사용해야 하는 단점이 존재한다. 즉, 상기 부스트 컨버터의 입/출력 전압비는 다음 [식 1]과 같다.
[식 1]
Figure 112012088899391-pat00001
여기서, D는 'duty ratio'을 말한다.
[식 1]을 보면 'Ri = 0'일 경우 D 가 증가하면 무한대의 전압이득을 가질 수 있다. 하지만 인덕터에 존재하는 기생저항 성분으로 인해 컨버터의 입/출력 전압비는 'D' 가 약 0.9 이상일 경우에는 출력 전압이 저하되는 문제가 초래되고 있다. 또한 컨버터에 설계된 스위칭 소자의 정격이 컨버터 출력 전압에 의해 결정되기 때문에, 높은 입출력 전압비를 가지는 경우에는 정격 전압 및 전류가 높은 스위칭 소자를 사용할 수밖에 없다.
이에 듀티비와 함께 자기적으로 결합된 결합 인덕터(coupled inductor)를 이용하여 출력전압을 승압하기 위한 컨버터가 도 2와 같이 제안된바 있다.
도 2에 개시된 컨버터는 결합 인덕터의 권선비 n을 증가시키게 되면 원하는 승압비를 구현할 수 있고, 낮은 전압 정격을 가지는 스위치를 사용할 수 있는 이점이 있다.
하지만, 결합 인덕터의 누설 인덕턴스(L lk )로 인해 전원 변환 스위칭시에 발생하는 서지(Surge) 형태의 전압 오버슈트(Over-shoot)가 발생한다. 즉 결합 인덕터에 포함된 누설 인덕턴스(Leakage inductance)로 인하여 스위치의 턴 오프(turn-off)시에 높은 전압 스파이크가 유발되는 것이다.
이의 전압 오버슈트를 저감하기 위하여 스위칭 소자에 손실 스너버(subber)를 병렬로 구성하는 방안이 모색되고 있다.
그럼에도 불구하고 이 또한 손실 스너버에 의한 전력 변환 효율의 감소와 서지 형태의 전압이 여전히 발생하기 때문에 내압이 높은 소자를 채용하여야 하며 제조 비용이 상승하는 문제점이 여전히 남아 있다. 아울러 결합 인덕터를 이용한 컨버터는 높은 출력 전압과 출력 다이오드의 도통 전류로 인한 출력 다이오드의 역-회복(reverse recovery) 문제를 가진다.
도 3은 전술한 도 2의 컨버터가 가지는 문제점을 해결하기 위해 제안된 전압 클램프 컨버터이다. 즉 Dc와 Cc로 구성된 클램프 회로를 추가하여 전압 오버슈트를 저감하고 있다. 이러한 구조의 컨버터는 결합 인덕터의 누설 인덕턴스(L lk )의 에너지를 효율적으로 이용할 수 있어 높은 효율을 기대할 수 있다.
그렇지만, 도 3에 개시된 컨버터는 결합 인덕터의 등가 주파수가 스위칭 주파수와 동일하므로 결합 인덕터의 사이즈를 줄이기 위해서는 스위칭 주파수를 올려야하는 문제가 있다.
그렇기 때문에 상술한 컨버터의 단점을 극복한 새로운 형태의 결합 인덕터를 이용한 컨버터의 필요성이 요구되고 있다.
따라서 본 발명의 목적은 상기한 문제점을 해결하기 위한 것으로, 종래 전압 클램프 컨버터에 비해 더 높은 승압비를 얻고 결합 인덕터의 사이즈를 줄일 수 있는 결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 3- 레벨 컨버터를 제공하는 것이다.
또한 본 발명의 다른 목적은 클램프 다이오드와 출력 다이오드의 역방향 회복문제를 감소시키고, 스위칭 손실 역시 감소시키기 위한 것이다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 특징에 따르면, 입력 전원(Vin)와 연결되는 누설 인덕터 Llk 및 1차측 제 1 권선, 그리고 상기 제 1 권선과 병렬 결합하는 자기 인덕터 Lm, 상기 제 1 권선과 전자기 결합하는 2 개의 2차측 제 2 권선을 포함하는 결합 인덕터; 상기 제 1 권선의 출력측과 접지 사이에 직렬로 연결되는 제 1 스위치(S1) 및 제 2 스위치(S2)로 이루어진 스위치부; 상기 스위치부의 출력 측에 위치하며, 상기 제 1 스위치(S1) 및 제 2 스위치(S2)의 최대 전압을 억제하는 클램프 다이오드(Dc1)(Dc2)와, 상기 제 2 권선에 유기되는 전원을 충전하는 클램프 커패시터(C1)(C2)를 각각 포함하는 제 1 클램프와 제 2 클램프; 및 상기 제 1 클램프와 제 2 클램프부터 출력되는 전원을 안정화시키도록 출력 다이오드(Do1)(Do2)와 출력 커패시터(C01)(Co2)를 각각 포함하는 제 1 출력부 및 제 2 출력부를 포함하여 구성되는 결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 3- 레벨 컨버터가 제공된다.
여기서, 상기 자기 인덕터 Lm에 흐르는 전류(iLM)는 상기 누설 인덕터 Llk 에 흐르는 전류(iLlk)와 상기 제 2 권선에 흐르는 전류(iDO1)를 1차측으로 환산한 전류의 합인 것을 특징으로 한다.
그리고, 상기 제 2 권선에 흐르는 전류(iDO1)는 상기 누설 인덕터 Llk 에 흐르는 전류(iLlk)가 상기 자기 인덕터 Lm에 흐르는 전류(iLM)로 되는 시점에 턴 오프 되는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 제 1 스위치(S1) 및 제 2 스위치(S2)의 전류(isw1)(isw2)는 상기 누설 인덕터 Llk 에 흐르는 전류(iLlk)와 동일함을 특징으로 한다.
그리고, 본 발명의 결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 3- 레벨 컨버터의 입출력 전압이득은
Figure 112012088899391-pat00002
임을 특징으로 한다.
그리고, 상기 결합 인덕터의 입력단에 걸리는 등가 주파수는 상기 제 1 스위치(S1) 및 제 2 스위치(S2)의 스위칭 주파수의 2 배가 된다.
이와 같은 본 발명의 결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 3-레벨 컨버터에 따르면, 회로 구성의 개선을 통해 종래 결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 방식의 컨버터에 비하여 2배 더 높은 승압비를 구현할 수 있고, 결합 인덕터의 사이즈를 줄일 수 있게 된다.
뿐만 아니라 회로에 구성된 2개의 스위치(S1)(S2)는 영 전류(zero current)에서 턴 온 동작할 수 있어 스위칭 손실이 감소하고, 회로 내의 클램프 다이오드 및 출력 다이오드의 역방향 회복 전류도 감소하는 효과가 있다.
도 1은 종래기술에 따른 기생저항을 갖는 부스트 컨버터의 회로 구성도
도 2는 종래기술에 따른 결합 인덕터를 컨버터의 회로 구성도
도 3은 종래기술에 따른 전압 클램프 컨버터의 회로 구성도
도 4는 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 3- 레벨 컨버터의 회로 구성도
도 5a 내지 도 5e는 본 실시 예에 따른 결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 3-레벨 컨버터의 동작모드 별 회로 상태도
도 6은 한 스위칭 주기 동안 컨버터의 각 주요부분의 파형도
도 7은 본 실시 예에 따른 전압 결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 3-레벨 컨버터가 입력전압, 출력전압, 출력 파워가 각각 Vin = 50 V, Vo = 500V, Po = 500W 일 때, 결합인덕터 누설인덕턴스 전류, 제 1 및 제 2 스위치의 전압 파형
도 8은 도 7에서 Vin = 100 V, Vo = 500V, Po = 500W 일 때 결합인덕터 누설인덕턴스 전류, 제 1 및 제 2 스위치의 전압 파형
도 9는 본 실시 예에 따른 전압 결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 3-레벨 컨버터를 Vin = 50 V, Vo = 500V, Po = 500W 에서 측정한 입력전압(Vin), 클램프 커패시터 전압(VC1)(VC2) 및 출력전압(VO)의 파형
도 10은 제 1 스위치 전압과 누설 인덕터 전류(iLlk) 파형을 비교 확대한 도면
도 11은 본 실시 예에 따라 누설 인덕터 전류(iLlk)와 출력 다이오드 전류(iDO1)를 측정한 파형
도 12는 본 실시 예에 따라 입력전압과 부하변동에 따른 컨버터의 효율을 측정한 그래프
이하 본 발명에 의한 결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 3-레벨 컨버터의 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
도 4는 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 3-레벨 컨버터의 회로 구성도이다.
도 4를 참조하면, 결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 3-레벨 컨버터는 결합 인덕터부(100), 스위치부(110), 클램프부(120) 및 출력부(130)를 포함하여 구성된다.
결합 인덕터부(100)는 입력 전원단(Vin)의 + 단자에 연결되는 누설 인덕터 Llk 및 자기 인덕터 Lm, 그리고 제 1 권선과 제 2 권선을 포함하여 구성된다. 누설 인덕터 Llk는 입력 전원단의 일단과 제 1 권선 사이에 직렬 연결되고, 자화인덕터 Lm는 제 1 권선에 병렬 연결된다. 또한 제 1 권선과 제 2 권선은 전자기 결합하며, 제 1 권선과 제 2 권선을 통해 사전에 설정하고자 하는 권선비를 정할 수 있다. 실시 예에서 제 1 권선과 제 2 권선의 권선비는 1 : n : n 로 정해진다.
제 1 권선의 출력측과 접지 사이에는 스위치부(110)가 구성된다. 스위치부(110)는 제 1 스위치(S1)와 제 2 스위치(S2)가 직렬로 연결된다. 제 1 스위치(S1)와 제 2 스위치(S2)는 상기 제 1 권선에 전달되는 입력 전원을 스위칭하는 기능을 수행한다. 아울러 본 실시 예에 따르면 제 1 스위치(S1)와 제 2 스위치(S2)는 영(zero) 전류에서 턴온(turn on) 동작하여 스위칭 손실을 최소화시킬 수 있다.
스위치부(110)의 출력측에는 클램프부(120)가 연결된다. 클램프부(120)는 상기 제 1 스위치(S1) 및 제 2 스위치(S2)의 출력 측에 위치한 제 1 클램프(120a) 및 제 2 클램프(120b)를 포함한다. 제 1 클램프(120a) 및 제 2 클램프(120b)는 서로 대칭되는 구성이며, 제 1 클램프(120a) 및 제 2 클램프(120b)에는 클램프 다이오드(Dc1)(Dc2) 및 상기 제 2 권선에 유기되는 전원을 충전하는 클램프 커패시터(C1)(C2)가 각각 포함된다. 이러한 클램프부(120)는 결합 인덕터부(100)의 누설 인덕턴스로 인한 스위칭 손실을 감소시키고 후술하는 출력 다이오드(DO1)(DO2)의 역 회복 문제를 완화하는 기능을 수행한다.
상기 제 1 클램프(120a) 및 제 2 클램프(120b)에는 출력부(130)인 제 1 출력부(130a) 및 제 2 출력부(130b)가 연결된다. 제 1 출력부(130a) 및 제 2 출력부(130b)는 제 1 클램프(120a) 및 제 2 클램프(120b)로부터 출력되는 전원을 안정화시키는 역할을 수행하며, 출력 다이오드(Do1)(Do2) 및 출력 커패시터(C01)(Co2)로 각각 제공된다. 이때 출력 커패시터(C01)(Co2)는 출력 전압(VO)이 정전압 상태로 출력될 수 있을 만큼의 용량이 충분히 큰 커패시터가 채용된다.
이와 같이 구성된 본 실시 예에 따른 결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 3-레벨 컨버터는 종래 기술에서 언급한 전압 클램프 방식의 컨버터에 비하여 더 높은 승압비를 구현할 수 있다. 또한 결합 인덕터에 공급되는 등가 주파수가 스위치 주파수에 비해 대략 2배로 동작하기 때문에 결합 인덕터의 사이즈를 줄일 수 있다. 아울러 클램프 다이오드(Dc1)(Dc2)와 출력 다이오드(Do1)(Do2)의 역-회복(reverse recovery) 전류 문제도 감소하는 특징이 있다.
이어서는 상술한 본 실시 예에 따른 결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 3-레벨 컨버터의 동작을 도 5 및 도 6을 참조하여 살펴보기로 한다. 도 5a 내지 도 5e는 본 실시 예에 따른 결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 3-레벨 컨버터의 동작모드 별 회로 상태도이고, 도 6은 한 스위칭 주기 동안 컨버터의 각 주요부분의 파형도이다.
동작 모드에 대한 설명은 도 6의 파형도에서 t5 이후는 t 이후와 동일하기 때문에(t=t5), 0 ~ t5까지 5개의 모드로 구분하여 설명하기로 한다.
그리고 해석의 편의를 위해 다음과 같은 가정을 둔다. 먼저, 결합 인덕터의 기생저항 성분과, 제 1 스위치(S1) 및 제 2 스위치(S2)의 출력 기생 커패시턴스는 없는 것으로 가정한다. 또한, 제 1 출력 커패시터(C01) 및 제 2 출력 커패시터(Co2)에 걸리는 전압은 동일한 것으로 가정한다. 즉
Figure 112012088899391-pat00003
가 된다.
모드 1 (0 ~ t 1 )
모드 1은 제 1 스위치(S1) 및 제 2 스위치(S2)가 모두 턴 온(turn on) 상태이다. 따라서 결합 인덕터를 구성하는 누설 인덕터 Llk 및 자기 인덕터 Lm에 입력 에너지가 저장된다. 이에 제 1, 제 2 클램프 다이오드(Dc1)(Dc2)와 출력 다이오드(Do1)(Do2)는 역바이어스가 걸리게 되어 전류가 흐르지 않는다.
그렇기 때문에, 누설 인덕터 Llk 및 자기 인덕터 Lm에 흐르는 전류(iLlk)(iLM)는 다음 [식 2]와 같이 일정하게 증가한다. 도 6에서는 'a' 및 'b' 부분을 가리킨다.
[식 2]
Figure 112012088899391-pat00004
모드 2 ( t 1 ~ t 2 )
모드 2는 제 1 스위치(S1)가 t1시점에 턴 오프되고 제 2 스위치(S2)는 계속 턴 온 상태이다.
제 1 스위치(S1)가 턴 오프되면 제 1 스위치(S1)의 드레인-소스 전압이 상승하고, 제 1 스위치(S1)의 전압(VSW1)이 제 1 클램프 커패시터(C1)의 전압(Vc1)과 같게 되면 제 1 클램프 다이오드(Dc1)가 도통한다.
그러면 누설 인덕터 Llk 및 자기 인덕터 Lm의 전류(iLlk)(iLM)가 제 1 클램프 커패시터(C1)를 충전하면서 제 2 스위치(S2)로 흐른다.
모드 3 ( t 2 ~ t 3 )
모드 3은 모드 2와 같이 제 1 스위치(S1)는 턴 오프, 제 2 스위치(S2)는 계속 턴 온 상태를 계속 유지하고 있다.
제 1 클램프 커패시터(C1)의 전압(Vc1)은 증가하면 자기 인덕터 Lm 양단의 전압 또한 역으로 증가하게 되며, 따라서 t2시점에 제 1 출력 다이오드(Do1)가 도통하게 된다. 이에 자기 인덕터 Lm의 양단 전압은 '(Vc1-Vo/2)/n'으로 일정하게 된다.
그러면 누설 인덕터 Llk와 제 1 클램프 커패시터(C1)가 공진을 시작하여 누설 인덕터 Llk에 저장된 에너지가 제 1 클램프 커패시터(C1)로 전달되면서 제 1 클램프 커패시터(C1)를 충전한다. 따라서 누설 인덕터 Llk에 흐르는 전류(iLlk)는 감소하고(도 6의 'c'부분), 제 1 클램프 커패시터(C1)의 전압(Vc1)은 상승하게 된다(도 6의 'd'부분) .
결국, 모드 3에서는 제 1 출력 다이오드(Do1)가 도통된 상태이기 때문에, 누설 인덕터 Llk 에 흐르는 전류(iLlk)는 제 1 클램프 커패시터(C1)에 흐르는 전류(ic1)와 제 1 출력 다이오드(Do1)에 흐르는 전류(iDO1)의 합이 된다. 또한, 자기 인덕터 Lm에 흐르는 전류(iLM)는 누설 인덕터 Llk 에 흐르는 전류(iLlk)와 제 2 권선에 흐르는 전류(iDO1)를 1차측으로 환산한 전류의 합이 된다.
즉, 정리하면 누설 인덕터 Llk 및 자기 인덕터 Lm의 전류(iLlk)(iLM)는 각각 다음 [식 3] 및 [식 4]와 같다.
[식 3]
Figure 112012088899391-pat00005
[식 4]
Figure 112012088899391-pat00006
한편, 자기 인덕터 Lm에 전류(iLM)가 일정하다고 가정하면, 누설 인덕터 Llk 에 흐르는 전류(iLlk)가 공진하여 서서히 감소하므로, 제 1 출력 다이오드(Do1)에 흐르는 전류(iDO1)는 도 6의 'e'에 도시된 바와 같은 기울기로 서서히 증가하게 된다.
모드 4 ( t 3 ~ t 4 )
모드 4는 제 1 스위치(S1)는 턴 오프 상태, 제 2 스위치(S2)는 턴 온 상태이다.
누설 인덕터 Llk 에 흐르는 전류(iLM)가 감소하여 t3 시점에서 '0'(zeor)이 되면(도 6의 'f'부분), 제 1 클램프 다이오드(Dc1)는 오프(off) 되며 제 1 출력 다이오드(Do1)에 흐르는 전류(iDO1)는 도 6의 'g'의 기울기로 감소한다. 즉 iLm/n의 기울기로 감소하게 된다.
그리고 제 1 클램프 다이오드(Dc1)가 오프 상태이기 때문에 제 1 출력 다이오드(Do1)에 흐르는 전류(iDO1)는 제 1 클램프 커패시터(C1)에서 모두 공급이 되므로 제 1 클램프 커패시터(C1)의 전압(VC1)은 서서히 감소한다(도 6의 'h' 부분).
모드 5 ( t 4 ~ t 5 )
모드 5는 제 1 스위치(S1)가 다시 턴 온 된 상태이다. 제 2 스위치(S2)는 계속 온 상태를 유지한다.
그러면 누설 인덕터 Llk 의 양단에 걸리는 전압은 다음 [식 5]와 같다.
[식 5]
Figure 112012088899391-pat00007
즉, 입력 전압(Vin)과 1차측으로 환산된 결합 인덕터 2차측 전압의 합이 된다.
따라서, 누설 인덕터 Llk 의 전류(iLlk)는 다음 [식 6]의
Figure 112012088899391-pat00008
기울기를 가지면서 자기 인덕터 Lm의 전류(iLM)의 크기까지 상승한다(도 6의 'i' 부분).
[식 6]
Figure 112012088899391-pat00009
한편, 상기 [식 4]와 같이 자기 인덕터 Lm에 흐르는 전류(iLM)는 누설 인덕터 Llk 에 흐르는 전류(iLlk)와 제 2 권선에 흐르는 전류(iDO1)를 1차측으로 환산한 전류의 합이 되기 때문에, 상기 [식 6]에서 누설 인덕터 Llk 의 전류(iLlk)가 일정한 기울기로 상승하는 반면, 제 1 출력 다이오드(Do1)에 흐르는 전류(iDO1)는 비슷한 기울기로 감소하여, 누설 인덕터 Llk 에 흐르는 전류(iLlk)가 자기 인덕터 Lm의 전류(iLM)가 되는 지점(즉 t5)에서 '0'(zero)가 된다.
따라서, 제 1 출력 다이오드(Do1)의 전류(iDO1)가 일정한 기울기를 가지면서 턴 오프 되므로 제 1 출력 다이오드(Do1)의 역방향 회복 전류(reverse recovery current)의 영향을 줄일 수 있게 된다. 또한 제 1 스위치(S1)의 전류(isw1)는 누설 인덕터 Llk의 전류(iLlk)와 동일하므로 제 1 스위치(S1)의 턴 온 동작시 전압 및 전류가 오버랩(overlap) 되는 구간이 발생하지 않게 되어 영(zero) 전류 턴 온 동작이 가능하게 된다.
한편, t5 시점 이후부터는 전술한 동작을 반복하고, 제 2 스위치(S2), 제 2 클램프 커패시터(C2), 제 2 클램프 다이오드(DC2) 및 제 2 출력 다이오드(Do2) 또한 다음 이어지는 사이클에서 상기와 동일한 동작을 수행한다. 이에 대한 설명은 생략하기로 한다.
이어서는 본 실시 예인 결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 3-레벨 컨버터의 전압 이득을 살펴보겠다.
여기서, 누설 인덕터 Llk 가 자기 인덕터 Lm 보다 아주 작을 경우 결합 인덕터의 누설 인덕터 Llk 는 전압 이득에 거의 영향이 없으므로 이는 무시하기로 할 것이다..
우선 자기 인덕터 Lm 의 volt-sec 조건을 이용하여 입력 전압(Vin)과 제 1 클램프 커패시터(C1)의 전압(Vc1) 사이의 전압 관계식은 [식 7] 및 [식 8]에 의해 다음과 같이 유도된다.
[식 7]
Figure 112012088899391-pat00010
[식 8]
Figure 112012088899391-pat00011
여기서, 'D'는 제 1 스위치(S1) 및 제 2 스위치(S2)가 동시에 턴 온 되는 구간이고, '1-D'는 제 1 스위치(S1)는 턴 온, 제 2 스위치(S2)는 턴 오프된 구간을 말한다.(도 6 참조)
또한 제 1 출력 커패시터(C01)의 전압(Vco1)은 [식 9]로 정리할 수 있다.
[식 9]
Figure 112012088899391-pat00012
따라서 상기 [식 8]과 [식 9]를 이용하면 최종 입출력 전압이득은 [식 10]과 같이 정리된다.
[식 10]
Figure 112012088899391-pat00013
[식 10]을 통해 본 실시 예의 결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 3-레벨 컨버터는 전압이득이 종래 전압 클램프 방식의 컨버터에 비하여 2배 더 높은 승압비를 얻을 수 있음을 확인할 수 있다.
또한 결합 인덕터의 등가 스위칭 주파수가 컨버터 스위칭 주파수의 두 배가 되고, 결합 인덕터의 사이즈를 줄일 수도 있다.
다음에는 도 2에 도시된 전압 결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 3-레벨 컨버터의 성능 검증을 살펴본다. 이를 위해 500W의 시제품을 제작하였고, 시제품의 설계 사양은 다음 [표 1]과 같다.
항목 값
출력 파워(Output power) 500 W
입력전압 범위(Input voltage range) 50 ~ 100 V
출력 전압(Output voltage) 500 V
스위칭 주파수 (Switching frequency) 40 kHz
Switching device (S1, S2) IRFP260N
Diode (Dc1, Dc2, Do1, Do2) RHRG3060
Clamp capacitor(C1,C2) 0.68 uF
Output capacitor (CO1, C02) 30 uF

Coupled inductor		 Lm 60 uH
Llk 2 uH
n 1:2:
이러한 사양에 의해 제작된 전압 결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 3-레벨 컨버터의 각종 파형을 살펴보기로 한다.
도 7은 본 실시 예에 따른 전압 결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 3-레벨 컨버터가 입력전압, 출력전압, 출력 파워가 각각 Vin = 50 V, Vo = 500V, Po = 500W 일때, 측정한 결합인덕터의 누설 인덕터 전류(iLlk), 제 1 및 제 2 스위치(S1)(S2)의 전압 파형이고, 도 8은 Vin = 100 V, Vo = 500V, Po = 500W에서 측정한 결합인덕터의 누설인덕터 전류(iLlk), 제 1 및 제 2 스위치(S1)(S2)의 전압 파형을 나타낸다. 도 7 및 도 8을 참조하면, 결합 인덕터에 걸리는 등가 주파수가 스위칭 주파수의 2배가 됨을 확인할 수 있고, 스위치(S1)(S2) 최대 전압이 클램프 커패시터 전압으로 억제됨을 알 수 있다
도 9는 본 실시 예에 따른 전압 결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 3-레벨 컨버터를 Vin = 50 V, Vo = 500V, Po = 500W 에서 측정한 입력전압(Vin), 클램프 커패시터 전압(VC1)(VC2) 및 출력전압(VO)의 파형을 나타낸다.
그리고, 도 10은 제 1 스위치 전압과 누설 인덕터 전류(iLlk) 파형을 비교 확대한 도면이다. 상술한 바와 같이 제 1 스위치(S1)의 턴 온 동작시 스위치 전류(isw1)는 누설 인덕터 전류(iLlk)와 동일하기 때문에, 이를 스위치 전압(Vsw1)과 비교하였다. 비교 결과 제 1 스위치(S1)는 영(zero) 전류에서 턴 온 됨을 확인할 수 있다.
도 11은 본 실시 예에 따라 누설 인덕터 전류(iLlk)와 출력 다이오드 전류(iDO1)를 측정한 파형이다.
결합 인덕터의 누설 인덕턴스로 인해 출력 다이오드 전류(iDO1)는 일정한 기울기를 가지면서 저하되면서 영(zero)가 됨을 알 수 있다. 이는 출력 다이오드(iDO1)의 역방향 회복 전류의 영향을 상당히 줄일 수 있는 것이다.
도 12는 본 실시 예에 따라 입력전압과 부하변동에 따른 컨버터의 효율을 측정한 그래프이다. 도 12를 보면, 입력전압(Vin)이 50V, 75V 100V 일 경우에 본 실시 예에 따른 컨버터의 최대효율은 정격 최대 출력 전력이 500W 일 때 모두 95% 이상임을 알 수 있다.
이상에서 설명한 바와 같이, 본 발명의 실시 예에서는 승압비 향상, 결합 인덕터의 사이즈 축소, 스위칭 손실 감소 및 역방향 회복 전류 문제 감소 등을 위하여 종래의 컨버터 구조를 개선한 결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 3- 레벨 컨버터를 제안한다. 그리고 이를 증명하기 위하여 회로의 동작 원리를 모드별로 설명하였고, 아울러 제안한 시제품의 실험 결과로써 상기의 효과 개선이 이루어졌음을 확인하였다.
이상과 같이 본 발명의 도시된 실시 예를 참고하여 설명하고 있으나, 이는 예시적인 것들에 불과하며, 본 발명이 속하는 기술 분야의 통상의 지식을 가진자라면 본 발명의 요지 및 범위에 벗어나지 않으면서도 다양한 변형, 변경 및 균등한 타 실시 예들이 가능하다는 것을 명백하게 알 수 있을 것이다. 따라서 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 청구범위의 기술적인 사상에 의해 정해져야 할 것이다.
100 : 결합 인덕터부 110 : 스위치부
120 : 클램프부 130 : 출력부

Claims (6)

  1. 입력 전원(Vin)와 연결되는 누설 인덕터 Llk 및 1차측 제 1 권선, 그리고 상기 제 1 권선과 병렬 결합하는 자기 인덕터 Lm, 상기 제 1 권선과 전자기 결합하는 2 개의 2차측 제 2 권선을 포함하는 결합 인덕터;
    상기 제 1 권선의 출력측과 접지 사이에 직렬로 연결되는 제 1 스위치(S1) 및 제 2 스위치(S2)로 이루어진 스위치부;
    상기 스위치부의 출력 측에 위치하며, 상기 제 1 스위치(S1) 및 제 2 스위치(S2)의 최대 전압을 억제하는 클램프 다이오드(Dc1)(Dc2)와, 상기 제 2 권선에 유기되는 전원을 충전하는 클램프 커패시터(C1)(C2)를 각각 포함하는 제 1 클램프와 제 2 클램프; 및
    상기 제 1 클램프와 제 2 클램프부터 출력되는 전원을 안정화시키도록 출력 다이오드(Do1)(Do2)와 출력 커패시터(C01)(Co2)를 각각 포함하는 제 1 출력부 및 제 2 출력부를 포함하는 결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 3- 레벨 컨버터.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 자기 인덕터 Lm에 흐르는 전류(iLM)는,
    상기 누설 인덕터 Llk 에 흐르는 전류(iLlk)와 상기 제 2 권선에 흐르는 전류(iDO1)를 1차 측으로 환산한 전류의 합인 것을 특징으로 하는 결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 3- 레벨 컨버터.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 제 2 권선에 흐르는 전류(iDO1)는,
    상기 누설 인덕터 Llk 에 흐르는 전류(iLlk)가 상기 자기 인덕터 Lm에 흐르는 전류(iLM)로 되는 시점에 턴 오프 되는 것을 특징으로 하는 결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 3- 레벨 컨버터.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 스위치(S1) 및 제 2 스위치(S2)의 전류(isw1)(isw2)는, 상기 누설 인덕터 Llk 에 흐르는 전류(iLlk)와 동일함을 특징으로 하는 결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 3- 레벨 컨버터.
  5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 3 - 레벨 컨버터의 입출력 전압이득은
    Figure 112012088899391-pat00014
    임을 특징으로 하는 결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 3- 레벨 컨버터.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 결합 인덕터의 입력단에 걸리는 등가 주파수는 상기 제 1 스위치(S1) 및 제 2 스위치(S2)의 스위칭 주파수의 2 배임을 특징으로 하는 결합 인덕터를 이용한 전압 클램프 3- 레벨 컨버터.
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109327136A (zh) * 2018-11-29 2019-02-12 青岛理工大学 一种基于耦合绕组单元的三电平升压型直流变换拓扑
CN109560702A (zh) * 2018-12-19 2019-04-02 青岛理工大学 一种融合耦合电感技术的直流三电平升压变换器
CN110289782A (zh) * 2019-07-05 2019-09-27 烟台大学 阻抗网络有源箝位三相两桥臂三电平逆变器及控制策略

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4805063A (en) 1986-04-22 1989-02-14 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Fault detector for detecting faults in a DC capacitor circuit
US6184741B1 (en) 1996-08-02 2001-02-06 Sgs-Thomson Microelectronics S.R.L. Bidirectional charge pump generating either a positive or negative voltage
US7292462B2 (en) 2004-02-06 2007-11-06 Honda Motor Co., Ltd. DC/DC converter having transistor switches with flywheel diodes and program for controlling the transistor switches
US20080239772A1 (en) 2007-03-30 2008-10-02 Intel Corporation Switched capacitor converters

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4805063A (en) 1986-04-22 1989-02-14 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Fault detector for detecting faults in a DC capacitor circuit
US6184741B1 (en) 1996-08-02 2001-02-06 Sgs-Thomson Microelectronics S.R.L. Bidirectional charge pump generating either a positive or negative voltage
US7292462B2 (en) 2004-02-06 2007-11-06 Honda Motor Co., Ltd. DC/DC converter having transistor switches with flywheel diodes and program for controlling the transistor switches
US20080239772A1 (en) 2007-03-30 2008-10-02 Intel Corporation Switched capacitor converters

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109327136A (zh) * 2018-11-29 2019-02-12 青岛理工大学 一种基于耦合绕组单元的三电平升压型直流变换拓扑
CN109327136B (zh) * 2018-11-29 2024-02-06 南京信息工程大学 一种基于耦合绕组单元的三电平升压型直流变换拓扑
CN109560702A (zh) * 2018-12-19 2019-04-02 青岛理工大学 一种融合耦合电感技术的直流三电平升压变换器
CN109560702B (zh) * 2018-12-19 2024-03-22 南京信息工程大学 一种融合耦合电感技术的直流三电平升压变换器
CN110289782A (zh) * 2019-07-05 2019-09-27 烟台大学 阻抗网络有源箝位三相两桥臂三电平逆变器及控制策略

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