CN218335757U - 一种开关钳位三绕组高增益dc-dc变换器 - Google Patents
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Abstract
本实用新型属于DC‑DC升压设备技术领域，涉及一种开关钳位三绕组高增益DC‑DC变换器，第一耦合绕组的同名端与直流电源的正极相连，直流电源的负极与开关钳位单元相连，第一耦合绕组的异名端分别与开关钳位单元和耦合电感升压单元相连，第五二极管的阳极与耦合电感升压单元连接，阴极分别与电容的正极和负载连接，电容的负极分别与耦合电感升压单元和负载连接；其电路结构设计合理，控制方便，而且制作成本低，减少了半导体器件的损耗，提高了变换器的稳定性，可以系统稳定的输出高压电能，提升升压效率，降低出现故障的概率。
Description
技术领域
本实用新型属于DC-DC升压设备技术领域，涉及一种开关钳位三绕组高增益DC-DC变换器。
背景技术
目前，光伏发电、风力发电以及水力发电等新能源发电技术为电力应用做出了贡献，但在能源转换的过程中，系统会因为环境、条件的的变化使系统无法高效、稳定的输出高直流电压。例如，光伏领域要使系统输出高压电能，就要采取串-并联光伏板的方案，但这种传统的方案，稳定性不高，串联单元故障，便会使串联支路的所有光伏面板处于“罢工”状态，不仅浪费了资源而且降低了系统的安全性。
为使新能源发电系统可以稳定的输出高压电能，业界学者对该领域做出了研究，经典Boost变换器是升压领域内最基础的升压变换器，实现了升压的目标，但若想使变换器输出高等级的电压，就要使变换器开关器件工作在极限占空比的条件下，这样不仅降低开关器件的稳定性，而且提高了系统的故障率。因此，高升压变换器进入了人们的视野，例如级联结构通过简单的升压单元连接，实现高升压目标，但难免会引入多个器件，从而降低了系统的效率；开关电容结构若想成倍的提升电压等级，就要成倍的嵌套开关电容单元，变换器工作时，半导体器件反向截止会出现较大的电流尖峰，降低了半导体器件的使用寿命；耦合电感结构引入新的电压调节因子，通过改变耦合绕组的匝比，可灵活的调节变换器的升压增益，获得理想的电压等级，但耦合电感工作，会给开关器件带来较大的电压尖峰，降低半导体器件的稳定性。因此，亟需一种新型结构的DC-DC变换器。
发明内容
本实用新型的发明目的在于克服现有技术存在的缺点，设计一种开关钳位三绕组高增益DC-DC变换器，引入耦合电感单元实现变换器高升压能力，通过容性钳位结构削减耦合电感产生的电压尖峰。
为实现上述目的，本实用新型包括开关钳位三绕组高增益DC-DC变换器包括直流电源、第一绕组、开关钳位单元、耦合电感升压单元、第五二极管、电容和负载，第一耦合绕组的同名端与直流电源的正极相连，直流电源的负极与开关钳位单元相连，第一耦合绕组的异名端分别与开关钳位单元和耦合电感升压单元相连，第五二极管的阳极与耦合电感升压单元连接，阴极分别与电容的正极和负载连接，电容的负极分别与耦合电感升压单元和负载连接。
进一步的，所述开关钳位单元将开关钳位结构嵌入Boost电路，取代现有 Boost电路的开关管，具体包括第一开关管、第二开关管、第一二极管、第二二极管和钳位电容，第一二极管的阳极分别与第二开关管漏级、第一绕组异名端和耦合电感升压单元相连，第一二极管的阴极分别与第一钳位电容负极、第一开关管漏极相连，钳位电容的正极分别与第二开关管源极、第二二极管阳极连接，第二二极管的阴极与第一开关管源极连接并接地，开关钳位单元有效钳制第一开关管、第二开关管和第一二极管、第二二极管关断时产生的电压尖峰。
进一步的，所述耦合电感升压单元由耦合电感副边绕组结合钳位回路构成，具体包括第二绕组、第三绕组、第三二极管、第四二极管、第一储能电容和第二储能电容；第二绕组的同名端分别与开关钳位单元和第三二极管阳极相连，第二绕组的异名端与第二储能电容负极连接，第二储能电容的正极分别与第四二极管阴极和第五二极管阳极连接；第三绕组的同名端分别与第三二极管阴极和第四二极管阳极相连，第三绕组的异名端与第一储能电容正极连接，第一储能电容的负极接地，第一绕组、第二绕组和第三绕组的匝比N1:N2:N3＝1:n1:n2。
进一步的，所述开关钳位单元的第一开关管、第二二极管采用相同的控制方式，均采用PWM同步控制方式。
本实用新型与现有的高增益DC-DC变换器电路结构相比，具有以下优点：
(1)通过合理的调节耦合电感升压单元绕组间的匝比，在开关管占空比较小的条件下，仍然可实现高电压增益输出，增益选取范围宽泛；
(2)采用开关钳位单元结构代替传统的单开关，降低了开关管两端的电压应力，削减了开关管的电压尖峰；
(3)储能电容吸收耦合绕组的漏感能量，进一步提升变换器的转换效率，其电路结构设计合理，控制方便，而且制作成本低，减少了半导体器件的损耗，提高了变换器的稳定性，可以系统稳定的输出高压电能，提升升压效率，降低出现故障的概率。
附图说明
图1为本实用新型的整体拓扑结构工作原理示意图。
图2为本实用新型在CCM模式下，功率开关管S1、S2导通，二极管VD3、 VDo导通，二极管VD1、VD2、VD4反向截止时的工作状态示意图。
图3为本实用新型在CCM模式下，功率开关管S1、S2导通，二极管VD4导通，二极管VD1、VD2、VD3、VDo反向截止时的工作状态示意图。
图4为本实用新型在CCM模式下，功率开关管S1、S2关断，二极管VD1、 VD2、VD4导通，二极管VD3、VDo反向截止时的工作状态示意图。
图5为本实用新型在CCM模式下，功率开关管S1、S2关断，二极管VD1、 VD2、VD3、VDo导通，二极管VD 4反向截止时的工作状态示意图。
具体实施方式
下面结合附图与实施例对本实用新型做进一步说明。
实施例1：
本实施例的拓扑结构示意图如图1所示，包括开关钳位三绕组高增益DC-DC 变换器包括直流电源Vg、第一绕组N1、开关钳位单元、耦合电感升压单元、第五二极管VD0、电容C0和负载R，第一耦合绕组N1的同名端与直流电源Vg的正极相连，开关钳位单元将开关钳位结构嵌入Boost电路，取代现有Boost电路的开关管，具体包括第一开关管S1、第二开关管S2、第一二极管VD1、第二二极管VD2和钳位电容C1，第一二极管VD1的阳极分别与第二开关管S2漏级、第一绕组N1异名端和耦合电感升压单元相连，第一二极管VD1的阴极分别与第一钳位电容C1负极、第一开关管S1漏极相连，钳位电容C1的正极分别与第二开关管S2源极、第二二极管VD2阳极连接，第二二极管VD2的阴极与第一开关管S1源极连接并接地，开关钳位单元有效钳制第一开关管S1、第二开关管S2和第一二极管VD1、第二二极管VD2关断时产生的电压尖峰；耦合电感升压单元由耦合电感副边绕组N2、N3结合钳位回路构成，具体包括第二绕组N2、第三绕组N3、第三二极管VD3、第四二极管VD4、第一储能电容C2和第二储能电容C3；第二绕组N2的同名端分别与开关钳位单元和第三二极管 VD3阳极相连，第二绕组N2的异名端与第二储能电容C3负极连接，第二储能电容C3的正极分别与第四二极管VD4阴极和第五二极管VDo阳极连接；第三绕组N3的同名端分别与第三二极管VD3阴极和第四二极管VD4阳极相连，第三绕组N3的异名端与第一储能电容C2正极连接，第一储能电容C2的负极接地；第五二极管VD0的阴极分别与电容C0的正极和负载R连接，电容C0的负极分别与耦合电感升压单元和负载R连接，耦合电感升压单元的绕组间匝比为N1:N2:N3＝1:n1:n2，合理更改耦合绕组的匝数比，可改变拓扑增益转换的能力。
本实施例中二极管VD1、VD2、VD3、VD4、VDo为快恢复二极管，快恢复二极管拥有良好的开关特性、截止回复时间短的特点，快恢复二极管的设计结构与普通PN结二极管有很大的差别，它隶属PIN结型二极管，其原理是在P型硅材与N型硅材中间设置了基区I，结合成PIN硅片，因基区I夹层较薄，致使其反向恢复电荷非常小，所以快恢复二极管应用在本实施例中用于实现反向恢复时间短、管压降偏低、反向耐压值高的目的。
本实施例开关管的开关信号采用PWM控制方法，开关管S1、S2工作状态同步，同时导通，同时关断。
本实施例在拓扑电路处于连续工作模式下，所述DC-DC变换器总共有四个工作状态：
状态1(图2)：t＝t0时刻，S1、S2、VD3和VDo导通，VD1、VD2和VD4截止，iLm、iLk线性增大，Vg通过N1、S2和S1为C1正向充电，Vg通过N1、VD3和 N3为C2正向充电，C2吸收N3的漏感能量，C3吸收N2的漏感能量，并一起通过 VDo向负载供电；C1削减VD1、VD2截止产生的电压尖峰，C3削减VD4截止产生的电压尖峰，至t1时，VD3、VDo截止，进入状态2；
状态2(图3)：t＝t1时刻，VD3、VDo截止，VD4导通，iLm、iLk因Vg加持继续线性增大，C2经N3和VD4给C3正向充电。Co为R供电，至t2时，S1、S2截止，进入状态3；
状态3(图4)：t＝t2时刻，S1、S2截止，VD1、VD2导通，VD4因N2、N3漏感电流继续导通，iLk线性减小，iLm继续线性增大，Vg通过N1、VD1和VD2为 C1反向充电，C1削减S1、S2的电压尖峰，C3削减VD3的电压尖峰，至t3时， VD4截止，进入状态4；
状态4(图5)：t＝t3时刻，VD3和VDo导通，VD4截止，iLm、iLk线性下降， Vg经N1、VD3和N3为电容C2正向充电，电容C2吸收N3的漏感能量，C3吸收 N2的漏感能量，并一起通过VDo向负载供电，至t4时，即下个Ts的t0时刻，VD1、 VD2截止，进入下一工作周期。
本实施例为简化分析，忽略耦合电感的漏感，三个绕组间的匝比N1:N2: N3＝1:n1:n2，同时，功率器件的开关损耗也被忽略，由于状态1和3在一个周期内的工作时间较短，只考虑CCM运行状态下的状态2和4，在第2个状态，从图3可以得到下列等式：
在第4个状态，从图5可以得到下列等式：
根据励磁电感伏秒平衡公式，得到所提融合钳位技术的高增益耦合电感DC-DC 变换器在CCM下的增益：
其中D为占空比。
实施例2：
本实施例采用实施例1所述技术方案与传统的Boost电路变换器进行对比，传统的Boost电路变换器升压表达式为：
若变换器取高于10倍的升压增益，开关管的占空比D就会达到0.9以上，变换器开关管处于极限状态，同时，开关管关断承受的电压与输出电压相等，不仅增加了开关器件的开关损耗，而且降低了整个电路的工作效率，容易使变换器工作时发生故障，而在实施例1技术方案下，根据电路稳态工作分析，实施例1所述 DC-DC变换器拓扑的输出、输入电压表达式为：
若使变换器能够达到10倍以上的电压增益，耦合绕组匝比取N1:N2:N3＝1:1:1，开关管占空比达到0.15就可满足输出要求，开关管关断承受的电压应力表达式为：
开关管承受的电压应力仅为输出电压的
当需要得到较高的电压时，该变换器可避免开关管极限占空比的情况产生，降低了开关管的电压应力，减小变换器出现故障的概率，提高整个升压系统的稳定性、安全性。
上文结合附图对本实用新型的具体实施方式进行了简单的复述，但并不是对本实用新型保护范围的限制，在本实用新型技术方案的基础上，本领域技术人员无需付出创造性劳动便能做出的各种修改或变形仍在本实用新型的保护范围以内。
Claims (3)
1.一种开关钳位三绕组高增益DC-DC变换器，其特征在于，包括直流电源、第一绕组、开关钳位单元、耦合电感升压单元、第五二极管、电容和负载，第一耦合绕组的同名端与直流电源的正极相连，直流电源的负极与开关钳位单元相连，第一耦合绕组的异名端分别与开关钳位单元和耦合电感升压单元相连，第五二极管的阳极与耦合电感升压单元连接，阴极分别与电容的正极和负载连接，电容的负极分别与耦合电感升压单元和负载连接。
2.根据权利要求1所述开关钳位三绕组高增益DC-DC变换器，其特征在于，所述开关钳位单元包括第一开关管、第二开关管、第一二极管、第二二极管和钳位电容，第一二极管的阳极分别与第二开关管漏级、第一绕组异名端和耦合电感升压单元相连，第一二极管的阴极分别与第一钳位电容负极、第一开关管漏极相连，钳位电容的正极分别与第二开关管源极、第二二极管阳极连接，第二二极管的阴极与第一开关管源极连接并接地。
3.根据权利要求1所述开关钳位三绕组高增益DC-DC变换器，其特征在于，所述耦合电感升压单元包括第二绕组、第三绕组、第三二极管、第四二极管、第一储能电容和第二储能电容；第二绕组的同名端分别与开关钳位单元和第三二极管阳极相连，第二绕组的异名端与第二储能电容负极连接，第二储能电容的正极分别与第四二极管阴极和第五二极管阳极连接；第三绕组的同名端分别与第三二极管阴极和第四二极管阳极相连，第三绕组的异名端与第一储能电容正极连接，第一储能电容的负极接地。
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