CN212572385U - 一种集成开关电容和y源网络的dc-dc高电压增益变换器 - Google Patents

Abstract

本实用新型属于DC‑DC变换设备技术领域，涉及一种集成开关电容和Y源网络的DC‑DC高电压增益变换器，高通过控制开关导通占空比D实现输入直流电源和输出的能量交换，完成高电压增益,开关电容单元为传统开关电容结构变形得来，且与Y源网络集成结合；Y源单元为三绕组耦合电感组成，通过改变所述耦合绕组的匝数比，实现输出电压对所述直流电源电压的升压变换；其整体结果设计合理，使用安全，操作简单，具有较大的应用潜力，而且使用的器件较少，设计成本低，减少了器件损耗，提高了电路的工作效率，达到了设计要求的理想效果。

Description

一种集成开关电容和Y源网络的DC-DC高电压增益变换器

技术领域：

本实用新型属于DC-DC变换设备技术领域，涉及一种集成开关电容和Y源网络的DC-DC高电压增益变换器。

背景技术：

目前，能源危机和环境污染问题的不断加剧，促进了清洁能源与绿色能源的快速发展。光伏系统、燃料电池以及潮汐能发电等清洁能源转换技术都具有很大的发展前景，在实际应用中，这些电能转换电路结构需要有较高的效率和升压增益，但是由于能源转换过程中单个模块的升压能力太低，无法得到较高的输出电压。例如，太阳能发电是目前使用非常广泛的一种清洁能源，但是一个太阳能电池板的输出很低，许多光伏面板必须采用串-并联的方式进行联合输出，才能达到电力市场实际所需的电压值，但采取这样的方式，会使得整个供电系统故障率升高、整机体积过大且效率低。因此研究如何利用一个独立的模块得到稳定的高输出电压，成为了一个亟待解决的问题。文献“F.Z.Peng,“Z-SourceInverter,” IEEE Trans.Ind.Applicat.,vol.39,no.2,pp.504-510,Mar/Apr.2003.”所提出的Z 源逆变器，同时实现了升压和并网功能，具有电路结构简单、安全性高的优点，且其在DC/DC变换器中的应用也得到了证明，但是Z源网络的自身拓扑结构反映出其升压能力有限，获得高升压的前提是有较高的直通占空比。随着研究的深入，出现了一些引入开关电感、耦合电感等单元模块来实现高电压增益的拓扑，但是因为漏感的原因会出现电路电压应力较高，升压效率低等问题。此外还可以通过多级电路进行级联，在较小的直通占空比情况下，获得较高的电压增益，但这样增加了电路中元器件的数量，增加了电路的复杂程度和设计成本、降低了变换器效率。在此基础上，文献“Y.P.Siwakoti,P.C.Loh,F.Blaabjerg,S.J.Andreasen and G.E.Town,"Y-Source Boost DC/DC Converter for DistributedGeneration,"in IEEE Transactions on Industrial Electronics,vol.62,no.2,pp.1059-1069,Feb. 2015.”提出了一种Y源网络，使用三绕组耦合电感，可灵活改变其增益，使用的器件数量较小，具有较高的工作效率。因此，寻找一种在较低直通占空比下能够获得较高的电压增益且结构简单、工作效率高的DC-DC变换电路已经成为该领域的研究热点。

发明内容：

本实用新型的发明目的在于克服现有技术存在的缺点，设计提供一种集成开关电容和Y源网络的高增益DC-DC变换器，在占空比较小的条件下，获得较高的电压增益，且其电压增益调节具有较大的自由度，而且电路结构中使用器件较少，工作效率高、故障率低，同时钳位结构能够吸收变压器漏感能量，钳制开关管S 上产生的电压尖峰。

为了实现上述目的，本实用新型所述集成开关电容和Y源网络的高增益 DC-DC变换器主体结构包括直流电源、输入储能电感、第一储能电容、第一二极管、功率开关管、第二储能电容、第二二极管、第一绕组、第二绕组、第三绕组、输出电容和负载；输入储能电感的一端与直流电源相连，另一端分别与第二储能电容的负极、第一二极管的阳极和功率开关管相连；第一二极管的阴极与第一储能电容的正极相连，第一储能电容的负极与功率开关管共地，第一二极管、第一储能电容和功率开关管共同构成钳位电路，用于钳制功率开关管上产生的电压尖峰；三个互相耦合的绕组第一绕组、第二绕组、第三绕组通过Y型连接组成Y源单元，第二绕组与第一绕组的匝数比为n₁,第三绕组与第一绕组的匝数比为n₂，第一绕组的同名端分别与第一二极管的阴极和第一储能电容的正极相连，异名端分别与第二绕组同名端和第三绕组异名端相连，第三绕组同名端与第二储能电容正极相连，第二绕组异名端与第二二极管阳极相连，第二二极管阴极分别与输出电容正极和负载相连。

本实用新型所述高增益DC-DC变换器通过控制开关导通占空比D实现输入直流电源和输出的能量交换，完成高电压增益,开关电容单元为传统开关电容结构变形得来，且与Y源网络集成结合；Y源单元为三绕组耦合电感组成，通过改变所述耦合绕组的匝数比，实现输出电压对所述直流电源电压的升压变换。

本实用新型所述功率开关管S的导通或截止采用单极性的SPWM控制方式，用于提高开关模块的工作效率，减小开关损耗。

本实用新型与现有的DC-DC升压变换器电路拓扑结构相比，集成开关电容和Y源网络，通过调节耦合电感绕组的匝数比，实现了小占空比条件下获得高升压增益的目的，利用设计的耦合电感绕组的连接方式，减少了电路的电压应力，减少了电磁干扰、增加了电路结构的可靠性；其整体结果设计合理，使用安全，操作简单，具有较大的应用潜力，而且使用的器件较少，设计成本低，减少了器件损耗，提高了电路的工作效率，达到了设计要求的理想效果。

附图说明：

图1为本实用新型的主体结构原理示意图。

图2为本实用新型在CCM模式下，功率开关管S导通，第一二极管D₁、第二二极管D₂反向截止时的工作状态(状态1)示意图。

图3为本实用新型在CCM模式下，功率开关管S导通，第一二极管D₁导通、第二二极管D₂反向截止时的工作状态(状态2)示意图。

图4为本实用新型在CCM模式下，功率开关管S关断，第一二极管D₁、第二二极管D₂导通时的工作状态(状态3)示意图。

图5为本实用新型在CCM模式下，功率开关管S关断，第一二极管D₁反向截止、第二二极管D₂导通时的工作状态(状态4)示意图。

具体实施方式：

下面结合附图与实施例对本实用新型作进一步说明。

实施例1：

本实施例所述集成开关电容和Y源网络的高增益DC-DC变换器主体结构电路图如图1所示，包括直流电源V_g、输入储能电感L₁、第一储能电容C₁、第一二极管D₁、功率开关管S、第二储能电容C₂、第二二极管D₂、第一绕组N₁、第二绕组N₂、第三绕组N₃、输出电容C₀和负载R₁；输入储能电感L₁的一端与直流电源V_g相连，另一端分别与第二储能电容C₂的负极、第一二极管D₁的阳极和功率开关管S相连；第一二极管D₁的阴极与第一储能电容C₁的正极相连，第一储能电容C₁的负极与功率开关管S共地，第一二极管D₁、第一储能电容 C₁和功率开关管S共同构成钳位电路，用于钳制功率开关管S上产生的电压尖峰；三个互相耦合的绕组第一绕组N₁、第二绕组N₂、第三绕组N₃通过Y型连接组成Y源单元，各绕组间的匝数比为n₁＝N₂:N₁,n₂＝N₃:N₁，第一绕组N₁的同名端分别与第一二极管D₁的阴极和第一储能电容C₁的正极相连，异名端分别与第二绕组N₂同名端和第三绕组N₃异名端相连，第三绕组N₃同名端与第二储能电容C₂正极相连，第二绕组N₂异名端与第二二极管D₂阳极相连，第二二极管 D₂阴极分别与输出电容C₀正极和负载R₁相连。

本实施例所述高增益DC-DC变换器通过控制开关导通占空比D实现输入直流电源和输出的能量交换，完成高电压增益,开关电容单元为传统开关电容结构变形得来，且与Y源网络集成结合；Y源单元为三绕组耦合电感组成，通过改变所述耦合绕组的匝数比，实现输出电压对所述直流电源电压的升压变换。

本实施例所述第一二极管D₁、第二二极管D₂为快恢复二极管，快恢复二极管具有开关特性好、反向恢复时间短的特点，快恢复二极管的内部结构与普通 PN结二极管不同，它属于PIN结型二极管，即在P型硅材料与N型硅材料中间增加了基区I，构成PIN硅片，因基区很薄，反向恢复电荷很小，所以快恢复二极管应用在本发明中可以实现反向恢复时间短、正向压降低、反向耐压值高的效果。

本实施例所述功率开关管S采用SPWM控制方法，SPWM控制方法包括双极性SPWM控制方法和单极性控制方法。与单极性模式相比，双极性SPWM模式控制电路和主电路比较简单，但是单极性SPWM模式输出电压中的高次谐波分量要比双极性SPWM模式小得多，因此本实施例采用单极性的SPWM控制方法实现开关模块的导通或截止，能够提高开关模块的工作效率，减小开关损耗。

实施例2：

本实施例在实施例1的基础上，在第一绕组N₁上并联励磁电感L_m，串联漏感L_k，在连续工作模式的情况下，该高增益DC-DC变换器总共有四个工作状态：

状态1(图2)：功率开关管S导通，第一二极管D₁、第二二极管D₂反向截止，电流回路如图2所示，直流电源V_g上的能量通过功率开关管S转移到输入储能电感L₁，因此，电流i_L1线性增加，V_C1通过功率开关管S放电，将能量传输给励磁电感L_m、漏感L_k和第三绕组N₃，同时第二储能电容C₂充电，由于输出电容C_o足够大，所以此时负载R₁上的电压基本保持不变。

状态2(图3)：此时功率开关管S的关断触发脉冲已经到来，但是由于功率开关管S两端结电容的影响，功率开关管S不会立即关断，功率开关管S两端电流快速下降，电压快速上升，当第一二极管D₁阳极电压高于阴极电压时，第一二极管D₁导通，继续导通，此时输入储能电感L₁上的电流i_L1、励磁电感电流 I_m基本保持不变，漏感L_k上的能量转移到第二储能电容C₂上，当功率开关管S 电流减小到0时，此状态结束。

状态3(图4)：功率开关管S关断，第一二极管D₁、第二二极管D₂正向导通，输入储能电感L₁通过第一二极管D₁将能量释放到第一储能电容C₁上，因此，输入储能电感L₁上的电流i_L1线性下降，存储在励磁电感L_m、漏感L_k、第二绕组N₂、第三绕组N₃和第二储能电容C₂中的能量一起释放到输出电容C_o和负载R_l上，与此同时，由于漏感能量被吸收，所以此时开关管的电压应力被钳位在V_C1，当i_D1＝0时，该状态结束。

状态4(图5)：功率开关管S继续关断，第一二极管D₁反向截止，第二二极管D₂持续正向导通，此时，直流电源V_g、输入储能电感L₁、第二储能电容 C₂和第三绕组N₃串联输出能量，一方面，漏感L_k储能、励磁电感L_m储能继续释放能量给第一储能电容C₁充电；另一方面，结合第二绕组N₂，经由第二二极管D₂为输出电容C_o充电和负载R_l提供能量。

本实施例的工作状态示意图如图2～图5所示，在一个工作周期内，一共有四种工作状态，为了简化分析，耦合电感上的漏感在稳态分析时被忽略，变压器为理想变压器，各绕组间的匝数比为n₁＝N₂:N₁,n₂＝N₃:N₁。同时，功率器件的损耗也不被考虑，仅仅考虑CCM运行状态下的1，3模态，因为2，4模态在一个周期内的时间间隔很短；在第一个模态，功率开关管S导通，输入储能电感L₁通过直流电源V_g储能，励磁电感L_m和第三绕组N₃通过V_C1-V_C2储能，从图2可以得到下列等式：

在模态3，功率主开关S关断，输入储能电感L₁、励磁电感L_m和绕组串联放电，通过电感和励磁电感的电压可表示为：

对电感和励磁电感使用电压伏秒平衡原理，得到所提集成开关电容和Y源网络的高增益DC-DC变换器在CCM下的增益：

其中D为占空比。

实施例3：

本实施例当设计要求输出电压转换为输入电压的10倍以上时，如果根据传统的Boost电路升压增益的表达式V_o＝V_g/(1-D)来计算，当达到设计要求的10倍升压增益，此时要求的占空比D必须达到0.9，众所周知此时电路的开关管将处于极限状态下，这样会很容易影响整个电路的工作效率，增加器件损坏的概率，最终影响整个电路的升压转换效率。而在本实施方式中，根据电路电压关系的分析，发明中涉及的集成开关电容和Y源网络的高增益DC-DC变换器拓扑的输出、输入电压关系式为：

如果设计要求电路结构能够得到10倍的升压增益，当直通占空比为0.4时，耦合绕组匝数只需满足n₁＝2,n₂＝0.76就可达到输出要求，所以当设计要求得到很高的升压倍数时，避免了极限占空比情况的出现、减少了器件的开关损耗、降低器件损坏的概率、使得变换器拓扑的安全性、可靠性得到了进一步的提高，从而整体上提高了电路的工作效率。

上述虽然结合附图对本实用新型的具体实施方式进行了描述，但并非对本实用新型保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本实用新型的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本实用新型的保护范围以内。

Claims (1)

1.一种集成开关电容和Y源网络的DC-DC高电压增益变换器，其特征在于主体结构包括直流电源、输入储能电感、第一储能电容、第一二极管、功率开关管、第二储能电容、第二二极管、第一绕组、第二绕组、第三绕组、输出电容和负载；输入储能电感的一端与直流电源相连，另一端分别与第二储能电容的负极、第一二极管的阳极和功率开关管相连；第一二极管的阴极与第一储能电容的正极相连，第一储能电容的负极与功率开关管共地，第一二极管、第一储能电容和功率开关管共同构成钳位电路；三个互相耦合的绕组第一绕组、第二绕组、第三绕组通过Y型连接组成Y源单元，第二绕组与第一绕组的匝数比为n₁,第三绕组与第一绕组的匝数比为n₂，第一绕组的同名端分别与第一二极管的阴极和第一储能电容的正极相连，异名端分别与第二绕组同名端和第三绕组异名端相连，第三绕组同名端与第二储能电容正极相连，第二绕组异名端与第二二极管阳极相连，第二二极管阴极分别与输出电容正极和负载相连。

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