CN110829837B - 一种低电压应力ZVS高增益Boost变换器 - Google Patents

Abstract

本发明属于电气技术领域，公开了一种低电压应力ZVS高增益Boost变换器，该变换器由两个开关管、四个电容和三个电感，一个二极管构成，其将传统二次型Boost变换器的防反二极管用电容取代，且将开关管前移至输入端，进一步将输入侧二极管用开关管取代，原开关管为主管，两者互补导通，同时，增加一个辅助电感和辅助电容。本发明所提供的低电压应力ZVS高增益Boost变换器电压增益为G＝(1+D)/(1‑D)，可以在较低的占空比下实现高增益。与传统二次型Boost变换器相比，相同工况下本发明所提供的低电压应力ZVS高增益Boost变换器的开关管、部分二极管的电压应力均得到一定程度的降低，同时，实现变换器中两个开关管的零电压开通，以及二极管的自然关断，减小开关损耗，提高效率。

Description

一种低电压应力ZVS高增益Boost变换器

技术领域

本发明属于直流变换器技术领域，具体涉及一种低电压应力ZVS高增益Boost变换器。

背景技术

随着环境污染和能源危机等问题的日益加剧，光伏发电、燃料电池发电等分布式新能源并网发电技术受到广泛的关注与研究。由于光伏电池、燃料电池等电池单元的输出电压较低且变化范围较宽，为了满足并网逆变器的输入电压要求，往往需要将多个电池单元串联使用。这种方案的可靠性较低，后期维护成本高。为了解决上述问题，可以采用具有高升压能力的DC/DC变换器，直接将单节新能源电池的输出电压提升到并网逆变器所要求的输入电压等级。然而，受升压电感和开关管中寄生电阻的影响，传统Boost变换器的实际升压能力有限，无法胜任这一工作。即使升压能力足够，其也需要很大的占空比才能获得较高增益。然而，极端占空比下变换器的开关损耗、反向恢复损耗严重增加，效率较低。

为此，国内外学者们提出了各种各样的高增益DC-DC变换器拓扑。隔离型升压变换器通过改变高频变压器的匝比轻松获得高增益。但是，高频变压器的使用增大了变换器的体积和重量，严重降低变换效率。与之相比，在不需要极高增益(G≥12)的应用场合，无变压器高增益方案显然是更合理的选择。通过并联多个开关电容可以实现较高电压增益，但系统的复杂程度与控制难度增加，成本也比较高。级联Boost变换器同样可以明显提升变换器升压能力，减少无源器件数量，但后级开关管和二极管承受了较大的电压应力(为输出电压)，增大了器件选型难度和开关损耗，使得变换器效率难以进一步提升。二次型Boost变换器通过复用级联Boost变换器中的开关管，减少了开关管及其驱动装置的数量，但开关管和二极管电压应力较高的问题仍然没有解决。此外，上述高增益变换器的开关管均为硬开关，系统效率较低，且开关管动作时将会伴随着很大的电压尖峰，增加开关器件的电压应力，加剧了电磁干扰(EMI)问题。

发明内容

有鉴于此，本发明提供了一种低电压应力ZVS高增益Boost变换器。该变换器中所有开关管均实现ZVS，所有二极管均实现自然关断，减小开关损耗，提高系统的的效率。

为实现上述目的，本发明提供了一种低电压应力ZVS高增益Boost变换器，包括第一开关管、第二开关管、二极管、第一电感、第二电感、第三电感、第一电容、第二电容、第三电容和第四电容，其中：

所述第一开关管和第二开关管均为N沟道MOS管；

所述第一电感的第一端分别与所述第一电容的第二端及直流电源的正端连接，所述第一电感的第二端分别与所述第一开关管的漏极、所述第二开关管的源极、所述第二电容的第二端及所述第三电感的第一端连接；

所述第一电容的第一端分别与所述第二开关管的漏极、第二电感的第一端连接；

所述第二电感的第二端分别与所述第二电容的第一端及所述二极管的阳极连接；

所述二极管的阴极分别与所述第四电容的第一端及负载的正端连接；

所述第三电感的第二端与所述第三电容的第一端连接；

所述第四电容的第二端与所述负载的负端、所述第三电容的第二端、所述第一开关管的源极及所述直流电源的负端连接；

其中，所述第一电感、所述第二电感和所述第三电感均工作于电流连续模式，所述第一开关管和所述第二开关管互补导通；

所述第三电感的电感值

其中，U_in为输入电压，D为第一开关管驱动信号的占空比，T_s为开关周期，I_L1为第一电感电流平均值，I_L2为第二电感电流平均值。

优选的，所述低电压应力ZVS高增益Boost变换器的电压增益为(1+D)/(1-D)。

优选的，所述第一电容、第二电容、第三电容和第四电容均为有极性电容，且所述第一电容、第二电容、第三电容和第四电容的第一端为正端，所述第一电容、第二电容、第三电容和第四电容的第二端为负端。

优选的，所述第一开关管、第二开关管、第一二极管和第二二极管的电压应力均为

其中，U_in和U_o分别为所述低电压应力ZVS高增益Boost变换器的输入电压和输出电压。

与现有技术相比，本发明提供的低电压应力ZVS高增益Boost变换器采用同步控制，并通过增加一个辅助电感和辅助电容，实现所有开关管和二极管的软开关，降低了系统损耗；具有较少的二极管，且开关管和二极管的电压应力，降低了系统成本。

附图说明

图1为本申请实施例提供的一种低电压应力ZVS高增益Boost变换器的电路结构示意图；

图2(a)～(g)为本申请实施例的低电压应力ZVS高增益Boost变换器不同模态的等效电路图；

图3为图1所示低电压应力ZVS高增益Boost变换器的关键波形图；

图4为图1所示低电压应力ZVS高增益Boost变换器的电压增益曲线图；

图5(a)～(d)为图1所示低电压应力ZVS高增益Boost变换器和传统二次型Boost变换器中各功率器件和部分电容的电压应力归算值与电压增益的关系曲线图，其中，图5(a)为第一开关管S₁与二极管D₁的电压应力归算值与电压增益的关系曲线图，图5(b)为第二开关管S₂的电压应力归算值与电压增益的关系曲线图，图5(c)为第一电容C₁、第二电容C₂的电压应力归算值与电压增益的关系曲线图，图5(d)为第四电容C₄的电压应力归算值与电压增益的关系曲线图；

图6为图1所示低电压应力ZVS高增益Boost变换器各开关管电压电流仿真波形图；

图7为U_in＝48V，U_o＝300V时，本发明实施例提供的低电压应力高增益Boost变换器与变换器硬开关状态下的两种仿真效率曲线对比图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

请参照图1，图1为本申请实施例所提供的低电压应力ZVS高增益Boost变换器的电路结构示意图(图中采用N沟道MOS管作为开关管，电容均为有极性电容)，包括第一开关管S₁、第二开关管S₂、二极管D₁、第一电感L₁、第二电感L₂、第三电感L₃、第一电容C₁、第二电容C₂、第三电容C₃和第四电容C₄，其中：

第一电感L₁的第一端分别与第一电容C₁的第二端及直流电源U_in的正端连接，第一电感L₁的第二端分别与第一开关管S₁的漏极、第二开关管S₂的源极、第二电容C₁的第二端及第三电感L₃的第一端连接；

第一电容C₁的第一端分别与第二开关管S₂的漏极、第二电感L₂的第一端连接；

第二电感L₂的第二端分别与第二电容C₂的第一端及二极管D₁的阳极连接；

二极管D₁的阴极分别与第四电容C₄的第一端及负载的正端连接；

第三电感L₃的第二端与第三电容C₃的第一端连接；

第四电容C₄的第二端与负载R的负端、第三电容的第二端、所述第一开关管的源极及所述直流电源的负端连接；

其中，所述第一电感、所述第二电感和所述第三电感均工作于电流连续模式，所述第一开关管和所述第二开关管互补导通；

所述第三电感的电感值

其中，U_in为输入电压，D为第一开关管S₁驱动信号的占空比，T_s为开关周期，I_L1为第一电感电流平均值，I_L2为第二电感电流平均值。

下面按照图1所示的电路连接方式对本申请实施例中的低电压应力ZVS高增益Boost变换器的工作过程进行说明。

第一开关管S₁导通第二开关管S₂关断的时间DT_s，其中，D为第一开关管驱动信号的占空比，T_s＝1/f_s为开关周期，f_s为开关频率。L₁为第一电感的电感量，L₂为第二电感的电感量，L₃为第三电感的电感量；C₁为第一电容的电容量，C₂为第二电容的电容量，C₃为第三电容的电容量。U_in为输入电压值，U_o为输出电压值，U_C1为第一电容端电压，U_C2为第二电容端电压，U_C3为第三电容端电压。

具体地，图1所示的低电压应力ZVS高增益Boost变换器在一个开关周期内的工作，可以分成七个模态。图2(a)～(g)给出了每个模态对应的等效电路图。图3给出了低电压应力ZVS高增益Boost变换器的关键波形图。下面对每个工作模态分别予以分析。

工作模态1[t₀,t₁](等效电路如图2(a))

t₀时刻前，第一开关管S₁导通，第二开关管S₂关断。第一电感L₁和第二电感L₂承受正向电压(分别为U_in和U_in+U_C1-U_C2)，其第一电感L₁的电流i_L1和第二电感L₂的电流i_L2均线性增长。第三电感L₃承受反向电压-U_C3，其第三电感L₃的电流i_L3反向线性增长。第四电容C₄单独给负载供电。

在t₀时刻，关断第一开关管S₁，进入死区时间。第一电感L₁的电流i_L1、第二电感L₂的电流i_L2和第三电感L₂的电流i_L3同时为第一开关管S₁的寄生电容C_S1充电，并抽走第二开关管S₂的寄生电容C_S2上的电荷。到t₁时刻，C_S1和C_S2的充放电完成，端电压分别变为U_in+U_C1和0，模态1结束。由于该模态持续时间很短，可近似认为第一电感L₁的电流i_L1、第二电感L₂的电流i_L2和第三电感L₂的电流i_L3保持不变。

工作模态2[t₁,t₂](等效电路如图2(b))

t₁时刻，第二开关管S₂的体二极管D_S2导通，开关管两端电压为0，为第二开关管S₂的ZVS开通准备了条件。第一电感L₁承受反向电压U_C1，第一电感L₁的电流i_L1均线性下降，并通过D_S2为第一电容C₁放电。升压二极管D₁开通，第二电感L₂承受反向电压-(U_o-U_in-U_C1)，第二电感L₂的电流i_L2均线性下降，第二电感的L₂和第二电容C₂放电，给负载供电。第三电感L₃承受正向电压U_in+U_C1-U_C3，其第三电感L₃的电流i_L3开始反向线性下降。该阶段第一电感L₁电流i_L1、第二电感L₂的电流i_L2表达式如下：

工作模态3[t₂,t₃](等效电路如图2(c))

t₂时刻，开通第二开关管S₂，由于开通前，第二开关管S₂两端电压已降为0，所以此开通为零电压开通，模态2结束，模态3开始。原第二开关管S₂的体二极管D_S2中的电流改为从第二开关管S₂的沟道流通，故第二开关管S₂的体二极管D_S2自然关断。第一电感L₁的电流i_L1、第二电感L₂的电流i_L2维持原变化率继续下降，第三电感L₃的电流i_L3反向线性下降到零，然后维持原变化率正向增长。随着第三电感L₃的电流i_L3沿着正方向不断增大，第二电容C₂的电流i_C2也沿着正方向逐渐增大，且斜率远大于第二电感L₂的电流i_L2减小的斜率。因此，二极管D₁的电流i_D1将逐渐减小。

工作模态4[t₃,t₄](等效电路如图2(d))

t₃时刻，二极管D₁的电流i_D1下降至0，自然关断，模态3结束，模态4开始。第一电感L₁的电流i_L1、第二电感L₂的电流i_L2维持原变化率继续下降，第三电感L₃的电流i_L3维持原变化率正向增长。t₄时刻，第一电感L₁的电流i_L1和第二电感L₂的电流i_L2达到最小值。

工作模态5[t₄,t₅](等效电路如图2(e))

t₄时刻，关断第二开关管S₂，模态4结束，模态5开始。由于第三电感L₃的电流与第二电容C₂的电流差值i_L3-i_C2大于第一电感L₁的电流值i_L1，故第一开关管S₁的寄生电容C_S1上的电荷将被抽走，而第二开关管S₂的寄生电容C_S2开始充电。到t₄时刻，第一开关管S₁的寄生电容C_S1和第二开关管S₂的寄生电容C_S2的充放电完成，端电压分别变为0和U_in+U_C1，模态5结束。由于该模态持续时间很短，可近似认为第一电感L₁的电流i_L1、第二电感L₂的电流i_L2和第三电感L₂的电流i_L3保持不变。

工作模态6[t₅,t₆](等效电路如图2(f))

t₅时刻，第一开关管S₁的体二极管D_S1导通，为第一开关管S₁的ZVS开通做准备，模态6开始。电源U_in为第一电感L₁充电，且与第一电容C₁串联后向第二电感L₂和第二电容C₂充电，使得第一电感L₁的电流i_L1和第二电感L₂的电流i_L2线性上升。第三电感L₃通过第一开关管S₁的体二极管D_S1给第三电容C₃充电，其第三电感L₂的电流i_L3开始正向线性下降。该阶段第一电感L₁的电流i_L1、第二电感L₂的电流i_L2表达式如下：

工作模态7[t₆,t₇](等效电路如图2(g))

t₆时刻，开通第一开关管S₁，由于开通前，开第一关管S₁两端电压已降为0，所以此开通为零电压开通，模态6结束，模态7开始。原第一开关管S₁的体二极管D_S1中的电流改为从第一开关管S₁的沟道流通，故第一开关管S₁的体二极管D_S1自然关断。第一电感L₁的电流i_L1和第二电感L₂的电流i_L2继续线性上升。第三电感L₂的电流i_L3线性下降到零，然后维持原变化率反向增长。t₆时刻，第一电感L₁的电流i_L1和第二电感L₂的电流i_L2达到最大值，模态7结束，进入下一个开关周期。

当电路处于稳态工作时，忽略死区时间和开关管寄生电容充放电时间，根据第一电感L₁的伏秒平衡，可得：

U_inDT_S＝U_C1(1-D)T_S (5)

根据第二电感L₂的伏秒平衡，可得：

(U_in+U_C1-U_C2)DT_s＝(U_in+U_C1-U_o)(1-D)T_s (6)

此外，第一开关管S₁关断时，有：

U_in+U_C1+U_C2＝U_o (7)

根据式(5)-(7)，可得变换器的电压增益：

由式(8)可得：

图4给出了电感电流连续模式(CCM模式)下本发明提供的低电压应力ZVS高增益Boost变换器的电压增益曲线以及传统Boost变换器电压增益曲线。其中，曲线A为不同占空比情况下本发明提供的低电压应力ZVS高增益Boost变换器电压增益的理论曲线，曲线B为不同占空比情况下本发明提供的低电压应力ZVS高增益Boost变换器电压增益的仿真曲线，曲线C为不同占空比情况下传统Boost变换器电压增益的理论曲线，可以发现，本发明提供的低电压应力ZVS高增益Boost变换器的电压增益的理论值和仿真值基本吻合，从而验证了理论分析的正确性。此外，与传统Boost变换器相比，本发明提供的低电压应力ZVS高增益Boost变换器具有明显的电压增益优势，且占空比越大，优势越明显。

当电路处于稳态工作时，第一开关管S₁、第二开关管S₂以及二极管D₁的电压应力均为：

将式(9)代入式(10)可得：

电容电压应力为：

若以输入电压U_in为基值，且电压增益G＝U_o/U_in，功率管和电容的电压应力归算值为：

为了便于比较，图5分别给出了本发明提供的低电压应力ZVS高增益Boost变换器和传统二次型Boost变换器的电压应力归算值与电压增益的关系曲线，图5(a)-(d)中曲线A表示传统二次型Boost变换器中器件的电压应力归算值与电压增益的关系曲线，曲线B表示本发明提供的低电压应力ZVS高增益Boost变换器中器件的电压应力归算值与电压增益的关系曲线。其中，图5(a)给出了第一开关管S₁与二极管D₁不同电压增益下的电压应力归算值，图5(b)给出了第二开关管S₂不同电压增益下的电压应力归算值，图5(c)给出了第一电容C₁、第二电容C₂不同电压增益下的电压应力归算值，图5(d)给出了第四电容C₄不同电压增益下的电压应力归算值，可以看出，相同输入、输出电压条件下，本文所提高增益Boost变换器与二次型Boost变换器相比，相同位置的电容的电压应力保持不变，但开关第一管S₁和二极管D₁的电压应力更低。

开第一关管S₁的平均电流应力：

I_S1＝D(I_L1+I_L2+I_L3) (14)

第二开关管S₂的平均电流应力：

I_S2＝(1-D)(I_L1+I_L2-I_L3-I_o) (15)

二极管D₁的电流应力为：

I_D1＝I_o (16)

电感电流变化量Δi与电感端电压U的公式为U＝LΔi/Δt，当第一开关管S₁导通，第二开关管S₂关断时，第一电感L₁端电压为输入电压U_in，持续时间Δi为DT_s，且工程上一般要求电感电流脉动量Δi要低于电感电流平均值I_in的20％。可得，第一电感L₁的电感值L₁必须满足：

同样的，当第一开关管S₁导通，第二开关管S₂关断时，第二电感L₂端电压为U_in+U_C1-U_C2，持续时间Δt为DT_s，可以得到第二电感L₂的电感值L₂必须满足：

当第一开关管S₁导通，第二开关管S₂关断时，第三电感L₃两端电压为U_in，那么，第三电感L₃的电流脉动Δi_L3为：

因为所提变换器要求第三电感L₃的电感电流峰值Δi_L3/2与第二电感L₂的电感电流的最小值i_L2,min的差值要大于第一电感L₁的电感电流的最小值i_L1,min，即

其中

i_L1,min＝0.8I_L1，i_L2,min＝0.8I_L2 (22)

所以

为对本实施例提供的低电压应力ZVS高增益Boost变换器进行验证，本申请根据图1所示电路示意图构建Saber仿真电路模型，其中仿真参数选择如下：输入电压U_in＝48V，输出电压U_o＝300V，开关频率f_s＝100kHz，最大输出功率为P_o,max＝250W。

最大输出电流：

最大输入电流为：

第一开关管S₁、第二开关管S₂以及二极管D₁的电压应力均为：

开关管选用IRFP264，二极管选用MBR20200；

第一电感L₁的电感量为：

取340μH；

第二电感L₂的电感量为：

取2.1mH；

第三电感L₃的电感量为：

取30μH。

仿真结果如图6和图7所示。

图6为低电压应力ZVS高增益Boost变换器各功率管的电压、电流以及输入、输出电压的仿真波形图。可以看出，第一开关管S₁和第二开关管S₂均实现了ZVS开通，二极管D₁实现了自然关断。此外，还可以看出，当占空比D为0.73且输入电压为48V时，输出电压平均值达到300V，即电压增益为6.24，表明该变换器的确具有比传统Boost变换器更高的升压能力。

图7为U_in＝48V，U_o＝300V时，本发明实施例提供的低电压应力高增益Boost变换器与变换器硬开关状态下(即，去除第三电感L₃和第三电容C₃)的两种仿真效率曲线对比图。可以看出，低电压应力ZVS高增益Boost变换器在轻载情况下的效率均超过94％，重载情况下效率都超过97.5％；在P_o＝250W时取得最大效率，为97.89％。而硬开关状态下，变换器的最低效率不到80％；在P_o＝250W时取得最大效率，为91.27％。可见本文所提ZVS高增益Boost变换器可以明显提升变换效率。

作为一种优选地实施例，第一电容C₁、第二电容C₂、第三电容C₃和第四电容C₄均为有极性电容，且第一电容C₁、第二电容C₂、第三电容C₃和第四电容C₄的第一端均为有极性电容的正端，第一电容C₁、第二电容C₂、第三电容C₃和第四电容C₄的第二端均为有极性电容的负端。

具体地，有极性电容的容量比较大，能够适用于高压高功率的场合，当然，本申请中也可以选用无极性电容，本申请在此不做特别的限定，根据实际情况来定。

需要说明的是，开通开关是指向开关管提供高电平驱动信号，关断开关是指向开关管提供低电平驱动信号。具体的，通过脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)技术，开关控制单元向可控开关管传送脉冲信号。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本发明中所分析的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本发明中所分析的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (4)

1.一种低电压应力ZVS高增益Boost变换器，其特征在于，包括第一开关管、第二开关管、二极管、第一电感、第二电感、第三电感、第一电容、第二电容、第三电容和第四电容，其中：

所述第一开关管和第二开关管均为N沟道MOS管；

所述第一电感的第一端分别与所述第一电容的第二端及直流电源的正端连接，所述第一电感的第二端分别与所述第一开关管的漏极、所述第二开关管的源极、所述第二电容的第二端及所述第三电感的第一端连接；

所述第一电容的第一端分别与所述第二开关管的漏极、第二电感的第一端连接；

所述第二电感的第二端分别与所述第二电容的第一端及所述二极管的阳极连接；

所述二极管的阴极分别与所述第四电容的第一端及负载的正端连接；

所述第三电感的第二端与所述第三电容的第一端连接；

所述第四电容的第二端与所述负载的负端、所述第三电容的第二端、所述第一开关管的源极及所述直流电源的负端连接；

其中，所述第一电感、所述第二电感和所述第三电感均工作于电流连续模式，所述第一开关管和所述第二开关管互补导通；

所述第三电感的电感量

其中，U_in为输入电压，D为第一开关管驱动信号的占空比，T_s为开关周期，I_L1为第一电感电流平均值，I_L2为第二电感电流平均值。

2.根据权利要求1所述低电压应力ZVS高增益Boost变换器，其特征在于，所述低电压应力ZVS高增益Boost变换器的电压增益为(1+D)/(1-D)。

3.根据权利要求1所述低电压应力ZVS高增益Boost变换器，其特征在于，所述第一电容、第二电容、第三电容和第四电容均为有极性电容，且所述第一电容、第二电容、第三电容和第四电容的第一端为正端，所述第一电容、第二电容、第三电容和第四电容的第二端为负端。

4.根据权利要求1所述低电压应力ZVS高增益Boost变换器，其特征在于，所述第一开关管、第二开关管、第一二极管和第二二极管的电压应力均为

其中，U_in和U_o分别为所述低电压应力ZVS高增益Boost变换器的输入电压和输出电压。

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